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基于新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器的小型化三通带平衡滤波器

张俊杰 李建兵 周东方 刘庆 王显 张德伟

张俊杰, 李建兵, 周东方, 等. 基于新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器的小型化三通带平衡滤波器[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
引用本文: 张俊杰, 李建兵, 周东方, 等. 基于新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器的小型化三通带平衡滤波器[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
Zhang Junjie, Li Jianbing, Zhou Dongfang, et al. Miniaturized tri-band balanced filter based on a novel asymmetric stepped impedance resonator with self-coupling[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
Citation: Zhang Junjie, Li Jianbing, Zhou Dongfang, et al. Miniaturized tri-band balanced filter based on a novel asymmetric stepped impedance resonator with self-coupling[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153

基于新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器的小型化三通带平衡滤波器

doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
基金项目: 核高基重大专项(2013ZX01010003-004)
详细信息
    作者简介:

    张俊杰(1996—),女,硕士,从事射频/微波器件研究;zhunzhunjj@163.com

    通讯作者:

    李建兵(1976—),男,副教授,从事微波功率模块及射频/微波电路设计;49286894@qq.com

  • 中图分类号: TN715

Miniaturized tri-band balanced filter based on a novel asymmetric stepped impedance resonator with self-coupling

  • 摘要: 针对平衡滤波器的高集成度和高选择性的应用需求,基于一种新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器提出了一种具有高选择性的小型化三通带平衡滤波器。首先通过该平衡滤波器的差模和共模等效电路详细分析了其谐振器结构的谐振特性,并利用差模等效电路下的前三个谐振模式来分别实现三个通带。另外通过在电路对称面上加载电容和电阻元件来提高对共模噪声的抑制,且不影响差模频率响应特性。基于提出的多模平衡滤波器结构和设计方法,设计了一个通带频率为2.75/4.46/6.21 GHz的三通带平衡滤波器,并对其进行了加工和测试,结果表明,该结构可以实现紧凑的体积和高选择特性,并且具有很好的共模抑制特性。
  • 图  1  新型SC-ASIR传输线模型及其差模/共模等效电路

    Figure  1.  Transmission line model of the proposed SC-ASIR and its DM & CM equivalent circuit

    图  2  CLSs和TLSs二端口网络等效电路模型

    Figure  2.  Equivalent circuit model of CLSs and TLSs

    图  3  θ4=67°, Zc4=87.61 Ω时频率比fd2/fd1fd3/fd1随不同阻抗和长度比变化曲线

    Figure  3.  Different frequencies ratios varied versus different parameters with θ4=67°,Zc4=87.61 Ω

    图  4  等效电路下输入导纳θ与关系以及差模S21响应曲线

    Figure  4.  Input admittances versus θ and DM responses under weak coupling

    图  5  耦合系数随耦合间距S2的变化曲线以及不同K值和Zc4下的差模S21响应

    Figure  5.  Coupling coefficients and simulated DM responses versus different parameters

    图  6  加载电阻电容元件前后DM和CM的频率响应

    Figure  6.  Simulated DM & CM responses without/with loaded elements

    图  7  三通带平衡滤波器的结构以及仿真与测试结果

    Figure  7.  The layout and the simulated and measured S-parameters of the proposed balanced tri-band filter

    表  1  与已发表的多通带平衡滤波器结果对比

    Table  1.   Comparisons with the previous multi-band balanced BPFs

    sourcef0DM/GHz3-dB FBW/%|S21| @ CM>20 dB/(GHz)insertion Loss/dBTZscircuit size/λg×λg
    ref. [3]2.5/5.914.0/6.61.0−8.03.21/3.920.48×0.28
    ref. [4]1.64/2.544.4/2.960.5−3.52.266/2.9750.73×0.52
    ref. [6]2.5/3.5/5.813.2/3.1/3.52.0−8.00.8/2.3/2.410.38×0.2
    ref. [8]2.4/3.51/5.27.0/5.5/31.0−7.02.43/3.5/3.660.49×0.35
    ref. [11]2.45/3.5/5.251.22/2/1.522.0−8.00.71/0.92/0.6750.56×0.43
    this work2.75/4.45/6.219.1/7.6/5.01.0−8.00.94/1.82/2.0230.45×0.27
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出版历程
  • 网络出版日期:  2020-11-17

基于新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器的小型化三通带平衡滤波器

doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
    基金项目:  核高基重大专项(2013ZX01010003-004)
    作者简介:

    张俊杰(1996—),女,硕士,从事射频/微波器件研究;zhunzhunjj@163.com

    通讯作者: 李建兵(1976—),男,副教授,从事微波功率模块及射频/微波电路设计;49286894@qq.com
  • 中图分类号: TN715

摘要: 针对平衡滤波器的高集成度和高选择性的应用需求,基于一种新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器提出了一种具有高选择性的小型化三通带平衡滤波器。首先通过该平衡滤波器的差模和共模等效电路详细分析了其谐振器结构的谐振特性,并利用差模等效电路下的前三个谐振模式来分别实现三个通带。另外通过在电路对称面上加载电容和电阻元件来提高对共模噪声的抑制,且不影响差模频率响应特性。基于提出的多模平衡滤波器结构和设计方法,设计了一个通带频率为2.75/4.46/6.21 GHz的三通带平衡滤波器,并对其进行了加工和测试,结果表明,该结构可以实现紧凑的体积和高选择特性,并且具有很好的共模抑制特性。

English Abstract

张俊杰, 李建兵, 周东方, 等. 基于新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器的小型化三通带平衡滤波器[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
引用本文: 张俊杰, 李建兵, 周东方, 等. 基于新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器的小型化三通带平衡滤波器[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
Zhang Junjie, Li Jianbing, Zhou Dongfang, et al. Miniaturized tri-band balanced filter based on a novel asymmetric stepped impedance resonator with self-coupling[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
Citation: Zhang Junjie, Li Jianbing, Zhou Dongfang, et al. Miniaturized tri-band balanced filter based on a novel asymmetric stepped impedance resonator with self-coupling[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200153
  • 由于平衡电路可以高效地抑制电磁干扰、不同元件之间的串扰以及环境噪声,因此它在现代无线通信系统中具有重要的应用价值。目前,各种有源无源的射频/微波器件,如滤波器、混频器和功分器等都采用平衡结构[1]。为了满足不同应用场景的需求,单通带、双通带、多通带以及通带可调的平衡滤波器应运而生。而随着集成电路的飞速发展,对具有高集成度的多通带平衡滤波器的需求显而易见。另一方面,跟基片集成波导(SIW)结构相比[2],微带结构具有尺寸小、低加工成本等优点,因此利用微带结构设计多通带平衡滤波器是目前的研究热点之一[3-8]

    与传统的带通滤波器相比,平衡滤波器的设计实现面临更严峻的挑战,它们既要求较高的带外抑制的差模(DM)响应,又要求在宽的频带范围上具有高抑制能力的共模(CM)响应。近年来,设计多通带平衡滤波器主要通过多个谐振器耦合和采用多模谐振器(MMR)两种方式来进行设计。相对于前者来说,后者的体积更加紧凑,更加符合现代通信系统集成化的应用需求,因此基于MMR的滤波器设计方法得到了广泛的研究和应用。阶梯阻抗谐振器(SIR)[5]、枝节加载谐振器(SLR)[6]可以用来设计并实现多通带的平衡滤波器。此外,文献[7]通过利用混合谐振器对DM带宽进行独立控制,文献[8]通过枝节的加载实现对通带带宽的控制,并利用槽线耦合馈电结构抑制CM特性。另外,在文献[9]中通过在二分之一波长谐振器零电压点短截线并引入额外的耦合区域来控制双通带平衡滤波器差模的中心频率和带宽。文献[10]和[11]分别利用耦合互补圆环谐振器(C-CSRRs)和方形环加载谐振器(SRLR)来设计实现三通带平衡滤波器。另外,目前对于多通带平衡滤波器的设计大多集中在双通带,三通带平衡滤波器研究成果较少,并且存在传输零点个数较少、带外抑制特性较差的问题有待改善,而且无法同时实现对频率和带宽的控制。

    近年来,在多通带滤波器的设计通过引入耦合线来进一步减小尺寸并增加设计的自由度[12-13],然而在上述设计中通常存在选择性差的问题。本文基于一种新型自耦合非对称阶梯阻抗谐振器(SC-ASIR)结构设计并实现了一种三通带的平衡滤波器,其中三个通带的频率比可以通过ASIR枝节的阻抗比在一定范围内进行调节,各个通带的带宽可以通过耦合间距和自耦合端的耦合系数以及阻抗平均值来进行灵活地控制。本文首先基于等效传输线模型,从理论上分析了该谐振器在DM和CM下的谐振特性,然后在中心处加载电容电阻集总元件的方法来实现共模抑制。加工和测试的结果表明,该平衡滤波器具有高选择性的差模响应、宽频带范围内的高共模抑制以及小型化的优势。

    • SC-ASIR的等效传输线模型如图1所示,即是把ASIR结构两端的传输线通过折叠成为平行耦合线(Zo4/Ze4/θ4)来引入内耦合,可以使得谐振器尺寸大大减小,并且增加调节的自由度。在差模激励下,电路的对称面等效为理想电壁(E.W.),其等效电路简化为图1(b)。而在共模激励的情况下,对称面等效为理想磁壁,其简化的等效电路如图1(c)所示。

      图  1  新型SC-ASIR传输线模型及其差模/共模等效电路

      Figure 1.  Transmission line model of the proposed SC-ASIR and its DM & CM equivalent circuit

      基于传输线理论,差模和共模下的等效电路可以等效为耦合线部分(CLS)与非对称阶跃阻抗传输线部分(TLSs)的并联。以差模等效电路为例,CLSs和TLSs二端口网络的等效电路模型分别如图2(a)2(b)所示。

      图  2  CLSs和TLSs二端口网络等效电路模型

      Figure 2.  Equivalent circuit model of CLSs and TLSs

      图2(a)所示,CLSs为一端短路的非对称耦合线(Z0o4/Z0e4/θ4),在分析该部分等效电路时,将传统四端口耦合线部分化简为4端口短路、2端口开路的二端口耦合线网络。根据基本的电路和网络理论[12]并结合文献[13]中提出的非对称终端耦合线电路模型,可以推导出该二端口网络的导纳矩阵YDM,CLSs如下

      $${{{Y}}_{DM,CLSs}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {{Y_{11}}}&{{Y_{12}}} \\ {{Y_{21}}}&{{Y_{22}}} \end{array}} \right] = \dfrac{K}{{{Z_{c4}}\sqrt {1 - {K^{\rm{2}}}} }}\left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {K\tanh {\theta _4}}&{\tanh {\theta _4}} \\ {\tanh {\theta _4}}&{\dfrac{{({K^{\rm{2}}}{{\cosh }^2}{\theta _4} - 1){\rm{csch}} {\theta _4}{\rm{sech}} {\theta _4}}}{K}} \end{array}} \right]$$ (1)

      其中,Y11Y12Y21Y22为导纳矩阵参量,为了便于计算,将参数Zc4K分别定义为耦合线的奇偶模阻抗几何平均值和其耦合系数

      $$\begin{array}{l} {Z_{c4}} = \sqrt {{Z_{0o4}}{Z_{0e4}}} \\ K = \dfrac{{{Z_{0e4}} + {Z_{0o4}}}}{{{Z_{0e4}} - {Z_{0o4}}}} \\ \end{array} $$ (2)

      图2(b)所示,TLSs可以看作是三段二端口网络传输线的串联,差模激励下三段串联TLSs电长度分别为θ1, θ2, θ3,对应的物理长度分别为L1, L2L3θ1βL1, θ2βL2, θ3βL3, 其中β为微带线的传播常数)。Z1, Z2Z0o3分别表示具有相应物理宽度W1W2W3的特征阻抗。可以推导得出TLSs的导纳矩阵YDMTLSs

      $${{{Y}}_{DM,TLSs}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {{Y_{11}}}&{{Y_{12}}} \\ {{Y_{21}}}&{{Y_{22}}} \end{array}} \right] = j\left[ {\begin{array}{*{20}{c}} { - \dfrac{{{Z_{T1}}}}{{Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2}}}&{\dfrac{{{Z_{T2}}}}{{Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2}}} \\ {\dfrac{{{Z_{T2}}}}{{Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2}}}&{ - \dfrac{{{Z_{T1}}}}{{Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2}}} \end{array}} \right]$$ (3)

      其中,为了简化计算,将ZT1ZT2定义如下

      $$\begin{array}{l} {Z_{T1}} = {Z_1}\cot {\theta _1} + {Z_2}\cot {\theta _2} + {Z_{0o3}}\cot {\theta _3} \\ {Z_{T2}} = {Z_1}\csc {\theta _1} + {Z_2}\csc {\theta _2} + {Z_{0o3}}\csc {\theta _3} \\ \end{array} $$ (4)

      对于此CLSs和TLSs并联网络,其总的导纳矩阵YDM可由两部分对应的导纳矩阵YDMCLSsYDMTLSs求和得到,将(1)式和(3)式相加并根据矩阵参数之间的转换关系可以得出该并联二端口网络总的传输矩阵MDM

      $${{{M}}_{DM}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} A&B \\ C&D \end{array}} \right]$$ (5)

      其中,矩阵的各部分参量ABCD分别为

      $$\begin{array}{l} A = - \dfrac{{j\sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}{Z_{T1}} + (Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)({K^2}\coth {\theta _4} - {\rm{csch}} {\theta _4}{\rm{sech}} {\theta _4})}}{{K(Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)\tanh {\theta _4} - j\sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}{Z_{T1}}}} \\ B = - \dfrac{{\sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}(Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)}}{{j\sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}{Z_{T2}} + K(Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)\tanh {\theta _4}}} \\ C = \dfrac{{j\sqrt {1 - {K^2}} [Z_{c4}^2 + {K^2}(Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)] + {Z_{c4}}[{Z_{T1}}(2{K^2}\coth 2{\theta _4} - {\rm{csch}} {\theta _4}{\rm{sech}} {\theta _4}) + 2K{Z_{T2}}\tanh {\theta _4})}}{{{Z_{c4}}[\sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}{Z_{T2}} + jK(Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)\tanh {\theta _4}]}} \\ D = \dfrac{{\sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}{Z_{T1}} - j{K^2}(Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)\tanh {\theta _4}}}{{\sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}{Z_{T2}} + jK(Z_{T2}^2 - Z_{T1}^2)\tanh {\theta _4}}} \end{array} $$ (6)

      由传输矩阵的阻抗变换性质[12],输入导纳可通过上式传输矩阵参量确定

      $${{{Y}}_{inDM}} = \frac{{C + D/{Z_L}}}{{A + B/{Z_L}}}$$ (7)

      另外,考虑到开路端电路加载阻抗ZL→∞,将(6)式代入(7)式,并根据Im (YinDM or CM) =0的谐振条件,可推导出差模激励下的谐振频率满足

      $$2\sqrt {1 - {K^2}} ({Z_{c4}}{Z_{T1}}\coth {\theta _4} + K{Z_{c4}}{Z_{T2}}{\rm{csch}} {\theta _4}) = 0$$ (8)

      同理可以求得共模激励下谐振频率所满足的条件为

      $$\begin{array}{l} \sqrt {1 - {K^2}} {Z_{c4}}{Z_{T4}}[(1 - {K^2}){\rm{ + }}{Z_{T4}}(Z_{T4}^2 - Z_{T3}^2)(\cot \theta _4^2 - {K^2}{\rm{csch}} \theta _4^2)] = 2K(Z_{T3}^2 - Z_{T4}^2){\rm{csch}} {\theta _4}({Z_{T3}}\cot {\theta _4} + K{Z_{T4}}{\rm{csch}} {\theta _4}) = 0 \end{array} $$ (9)

      对比式(8)和(9)式可以看出,CM下的谐振频率不同于DM下的谐振频率,因此DM下的通带响应可以独立于CM进行调节。式(8)说明DM的谐振频率与CLSs的耦合系数K、奇偶模阻抗几何平均值Zc4以及TLSs各部分与CLSs的电长度比、阻抗比有关。为了方便分析,定义上述等效电路模型中TLSs各部分电长度与CLSs电长度比分别为θ1/θ4α,θ2/θ4β,θ3/θ4γ,其中θ1θ2θ3θ(谐振频率f0下,θ=π)。定义阻抗之比R1Z1/Zc4R2Z2/Zc4R3Z0o3/Zc4图3(a)(b)(c)中分别给出了CLSs中θ4=67°,Zc4=87.61 Ω时频率比fd2/fd1fd3/fd1随着长度比(αβγ)在0.3~1.5范围内和阻抗比(R1, R2, R3)在0.5~2.0范围内的变化曲线(其中fd1, fd2, fd3分别为DM激励下前三个谐振频率)。

      图  3  θ4=67°, Zc4=87.61 Ω时频率比fd2/fd1fd3/fd1随不同阻抗和长度比变化曲线

      Figure 3.  Different frequencies ratios varied versus different parameters with θ4=67°,Zc4=87.61 Ω

      图3中可以看出:三个通带的频率比可以通过参数αβγ, R1, R2, R3在一定范围内进行调节。以文中用来设计三通带平衡滤波器的谐振单元为例,当基频为2.75 GHz,且fd2/fd1=1.6,fd3/fd1=2.2时,初始电路尺寸为L1=9.2 mm, L2=15 mm, L3=6.1 mm, L4=14.8 mm, W1=0.2 mm, W2=0.1 mm, W3=1.4 mm, W4=0.7 mm, S3=0.5 mm, S4=0.3 mm。图4(a)图4(b)中为利用电磁仿真软件ADS得到的仿真结果,分别为单端口弱耦合条件下输入导纳Yin与电长度θ的关系曲线以及双端口弱耦合条件下两个谐振单元耦合时DM激励的S21频率响应曲线。仿真曲线进一步验证了DM谐振频率与CM谐振频率相互独立,因此可以利用DM下的前三个谐振模式来设计实现三个通带。

      图  4  等效电路下输入导纳θ与关系以及差模S21响应曲线

      Figure 4.  Input admittances versus θ and DM responses under weak coupling

    • 通过上文的分析,本节基于SC-ASIR设计了一款三通带平衡滤波器,三个通带的中心频率分别位于2.75 (fd1), 4.45 (fd2), 6.20 (fd3) GHz。当中心频率确定后,三个通带的带宽主要由耦合系数Mij决定,因此需要通过电磁仿真按照下式[14]来提取三个DM通带的耦合系数。

      $${M_{i,i + 1}} = \frac{{f_{p2}^2 - f_{p1}^2}}{{f_{p2}^2 + f_{p1}^2}}$$ (10)

      式中:fp2fp1分别是谐振器各个通带的较低和较高谐振频率。

      本文提出的滤波器结构的耦合系数可由耦合间距S2(两个谐振单元之间的间距)以及终端耦合线的K值和Zc4值来进行调节。图5(a)中给出了三个通带的耦合系数随耦合间距S2的变化关系曲线,可以看到三个通带的耦合系数都随着S2的增加而下降。图5(b)中为Ze4=153.2 Ω,Zo4=55.4 Ω;Ze4=105.1 Ω,Zo4=45.3 Ω;Ze4=65.7 Ω,Zo4=34.5 Ω三种耦合线参数组合下的带宽变化,从图中可以看出,当Zc4增大、K值减小时,三个通带的带宽逐渐增大。为了满足三个通带设计所需的通带带宽,相应的参数确定如下:S2=0.37 mm, Ze4=124.06 Ω, Zo4=60.41 Ω。

      图  5  耦合系数随耦合间距S2的变化曲线以及不同K值和Zc4下的差模S21响应

      Figure 5.  Coupling coefficients and simulated DM responses versus different parameters

      为了进一步增加CM抑制水平,可以在平衡滤波器的水平对称中心位置加载电阻电容元件[15]图6给出了加载电阻电容元件前后DM以及CM的频率响应情况。从图中可以看出,在给定的频率范围内,加载的元件不会降低DM下的性能,但是可以有效地抑制CM响应。

      图  6  加载电阻电容元件前后DM和CM的频率响应

      Figure 6.  Simulated DM & CM responses without/with loaded elements

      优化后的滤波器结构如图7(a)所示,其总的电路尺寸(不包括馈线)为30.77 mm×19.05 mm(约为0.45λg×0.27λg,其中λg为频率2.75 GHz处的波导波长)。利用HFSS仿真可以得到滤波器优化后的物理尺寸,为了验证上述设计方法,对提出的滤波器进行了加工和测试,该滤波器采用的是介电常数εr=2.55,厚度h=0.8 mm,损耗角正切值为0.0029的基板,加工的实物图如图7(b)中插图所示,其优化后的电路尺寸为L1=9.34 mm, W1=0.26 mm, L2=14.0 mm, W2=0.13 mm, L3=6.18 mm, W3=0.84 mm, L4=15.36 mm, W4=0.71 mm, L5=0.8 mm, W5=0.5 mm, L6=1.6 mm, W6=0.1 mm, S1=0.07 mm, S2=0.37 mm, S3=0.5 mm, S4=0.22 mm, 电阻电容大小分别为 C1=0.5 pF, R1=43 Ω, C2=1.2 pF, R2=25 Ω。仿真和测试对比曲线如图7(b)所示,两者一致性良好。测得DM下中心频率为2.75/4.46/6.21 GHz,3-dB带宽分别为9.1%/7.6%/5.0%。同时三个通带内的最小插入损耗分别为0.94/1.82/2.02 dB,通带内反射系数优于19.39 dB,三个传输零点分别位于3.44、4.9、6.68 GHz。另外,在1 GHz到8 GHz的频率范围内,CM的抑制水平优于20.32 dB,表明该平衡滤波器具有很好的共模抑制特性。表1中列出了本文中提出的三通带平衡滤波器与公开报道的多通带平衡滤波器性能的对比情况,可知,本文中所提出的三通带平衡滤波器具有较低的插入损耗和较高的频率选择性,并且在可以很宽的频率范围内实现对CM信号的抑制。

      表 1  与已发表的多通带平衡滤波器结果对比

      Table 1.  Comparisons with the previous multi-band balanced BPFs

      sourcef0DM/GHz3-dB FBW/%|S21| @ CM>20 dB/(GHz)insertion Loss/dBTZscircuit size/λg×λg
      ref. [3]2.5/5.914.0/6.61.0−8.03.21/3.920.48×0.28
      ref. [4]1.64/2.544.4/2.960.5−3.52.266/2.9750.73×0.52
      ref. [6]2.5/3.5/5.813.2/3.1/3.52.0−8.00.8/2.3/2.410.38×0.2
      ref. [8]2.4/3.51/5.27.0/5.5/31.0−7.02.43/3.5/3.660.49×0.35
      ref. [11]2.45/3.5/5.251.22/2/1.522.0−8.00.71/0.92/0.6750.56×0.43
      this work2.75/4.45/6.219.1/7.6/5.01.0−8.00.94/1.82/2.0230.45×0.27

      图  7  三通带平衡滤波器的结构以及仿真与测试结果

      Figure 7.  The layout and the simulated and measured S-parameters of the proposed balanced tri-band filter

    • 本文基于一种新型的自耦合ASIR结构提出了一种三通带平衡滤波器。所提出的滤波器结构具有紧凑的电路尺寸和较高的差模频率选择特性,并且通过在对称面上加载电阻电容元件实现了较宽频率范围内的共模抑制。该平衡滤波器结构可以通过控制ASIR各部分的阻抗比和频率比在一定范围内实现对中心频率的控制,并且在传统ASIR基础上引入了内耦合,大大减小了电路尺寸,并且可以通过耦合参数对带宽进行一定的调节。对所设计的三通带平衡滤波器进行加工和测试,测试结果验证了滤波器结构的可行性。由于该三通带平衡滤波器具有较好的多通带差模响应和宽带共模抑制性能,因此在多业务无线通信系统和应用中具有较好的应用前景。

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