留言板

尊敬的读者、作者、审稿人, 关于本刊的投稿、审稿、编辑和出版的任何问题, 您可以本页添加留言。我们将尽快给您答复。谢谢您的支持!

姓名
邮箱
手机号码
标题
留言内容
验证码

超导腔垂直测试数字化自激励环路研制

冯立文 王芳 林林 郝建奎

冯立文, 王芳, 林林, 等. 超导腔垂直测试数字化自激励环路研制[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
引用本文: 冯立文, 王芳, 林林, 等. 超导腔垂直测试数字化自激励环路研制[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
Feng Liwen, Wang Fang, Lin Lin, et al. Development of digital self-excited loop in vertical tests of superconducting cavity[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
Citation: Feng Liwen, Wang Fang, Lin Lin, et al. Development of digital self-excited loop in vertical tests of superconducting cavity[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216

超导腔垂直测试数字化自激励环路研制

doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
基金项目: 国家自然科学基金项目NSAF基金项目(U1630110)
详细信息
    作者简介:

    冯立文(1985—),男,硕士,工程师,从事超导腔射频技术与加速器控制研究;lwfeng@pku.edu.cn

    通讯作者:

    王 芳(1983—),女,博士,高工,从事超导腔射频技术与加速器控制研究;fangwang@pku.edu.cn

  • 中图分类号: TL503.2

Development of digital self-excited loop in vertical tests of superconducting cavity

  • 摘要: 介绍北京大学垂直测试系统的数字化自激励环路系统,重点分析了实际测试中避免多单元(cell)超导腔模式串扰的方法以及偏离四倍频采样对信号幅度和相位的影响。该系统运行稳定可靠,可有效区分1.3 GHz 9-cell超导腔$ {\rm{{\text{π}}}} $模与$ 8{\rm{{\text{π}}}}/9 $模,解决了多cell超导腔测试中模式串扰问题。分析了超导腔自激励环路在垂直测试中的应用,介绍了北京大学垂直测试系统的数字化自激励环路,采用上下变频方案的射频前端和包括有限脉冲响应滤波器的数字算法,系统简洁扩展性强。重点分析了实际测试中避免多cell超导腔模式串扰的方法以及偏离四倍频采样对信号幅度和相位的影响。在多种不同频率超导腔的垂直测试中该系统运行稳定可靠,可有效区分1.3 GHz 9-cell超导腔$ {\text{π}} $模与$ 8{\rm{{\text{π}}}}/9 $模,解决了多cell超导腔测试中模式串扰问题。
  • 图  1  自激励环路图原理图

    Figure  1.  Schematic of self excited loop

    图  2  $ {Q}_{{\rm{L}}} $=1×1010的1.3 GHz超导腔谐振曲线

    Figure  2.  Resonance curve of a 1.3 GHz cavity with $ {Q}_{{\rm{L}}} $=1×1010

    图  3  数字化自激励系统中的射频前端与时钟示意图

    Figure  3.  Schematic of digital SEL RF front-end and timing system

    图  4  FPGA内的数字算法

    Figure  4.  Algorithm in the FPGA

    图  5  不同频率偏差时被采样信号的幅度和相位随采样点数$ N $的变化

    Figure  5.  Normalized amplitude and phase of the IF signal with different frequency shift versus number of samples $ N $

    图  6  在1.3 GHz 单cell超导腔测试中$ {A}_{{\rm{d}}} $归一化幅度随着环路相移的变化

    Figure  6.  Normalized amplitude $ {A}_{{\rm{d}}} $ versus phase shift in the vertical test of a 1.3 GHz 1-cell cavity

    图  7  超导腔谐振时环路相移和数字域幅度$ {A}_{{\rm{d}}} $随着频率偏移的变化

    Figure  7.  Phase shift $ {\rm{set}}\varphi $ and normalized amplitude $ {A}_{{\rm{d}}} $ versus frequency shift when the cavity is in resonance

    图  8  不同本振信号频率时幅度信号$ {A}_{{\rm{d}}} $的长时间稳定性

    Figure  8.  Long term stability of normalized amplitude $ { A}_{{\rm{d}}} $ with different $ {f}_{{\rm{LO}}} $

    图  9  不同本振频率时环路中激励信号的频率和提取信号功率随着环路相移的变化

    Figure  9.  Resonant frequency and pickup signal power versus phase shift with different $ {f}_{{\rm{LO}}} $

    图  10  9-cell超导腔在北京大学和德国DESY国家实验室得到的垂直测试结果

    Figure  10.  Vertical results of a 9-cell superconducting cavity tested by PKU and DESY

  • [1] Aghababyan A, Altarelli M, Altucci C, et al. XFEL: The European X-ray free-electron laser — technical design report[M]. Germany: DESY XFEL Project Group. 2006.
    [2] Galayda J N. LCLS-II: A high power upgrade to the LCLS[C] //Proc of IPAC. 2018: 18-23.
    [3] Zhu zhiyuan, Zhao Zhentang, Wang Dong, et al. SCLF: an 8-GeV CW SCRF linac-based X-ray FEL facility in Shanghai[C] //Proc of FEL. 2017: 182-184.
    [4] Kostin D, Möller W D, Sekutowicz J, et al. Tesla type 9-cell cavities continuous wave tests[C]//Proc of SRF. 2009: 338-341.
    [5] Allison T, Delayen J R, Hovater C, et al. A digital self excited loop for accelerating cavity field control[C]//Proc of PAC. 2007: 2481-2483.
    [6] Ben-Zvi I. SRF cavity testing using a FPGA self excited loop[OL]. https://cds.cern.ch/record/2320432.
    [7] 侯洪涛. 500 MHz 单cell 超导高频腔测试技术研究[D]. 上海: 中国科学院上海应用物理研究所, 2010: 63-64.

    Hou Hongtao. Study on testing of 500 MHz single cell superconducting radio frequency cavities[D]. Shanghai: Shanghai Institute of Applied Physics, Chinese Academy of Sciences, 2010: 63-64
    [8] Chang Wei, He Yuan, Wen Lianghua, et al. A vertical test system for China-ADS project injector superconducting cavities[J]. Chinese Physics C, 2014, 38: 057001. doi:  10.1088/1674-1137/38/5/057001
    [9] 张娟, 戴建枰, 黄泓, 等. 基于Labview 的超导腔测试数据采集系统[J]. 核电子学与探测技术, 2013, 33(9):1098-1103. (Zhang Juan, Dai Jianping, Huang Hong, et al. Data acquisition system of superconducting cavity test based on Labview[J]. Nuclear Electronics & Detection Technology, 2013, 33(9): 1098-1103 doi:  10.3969/j.issn.0258-0934.2013.09.014
    [10] 杨际森, 潘卫民, 王洪磊, 等. 超导腔数字自激垂直测试系统[J]. 强激光与粒子束, 2020, 32:045106. (Yang Jisen, Pan Weimin, Wang Honglei, et al. Digital self-excited vertical test system of superconducting cavity[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2020, 32: 045106
    [11] Liu Rong, Wang Zheng, Pan Weimin, et al. FPGA-based amplitude and phase detection in DLLRF[J]. Chinese Physics C, 2009, 33(7): 594-598. doi:  10.1088/1674-1137/33/7/017
  • [1] 张颖娟, 孟令彪, 李晓佳, 陈风伟, 潘大伟, 欧阳昊, 代江云, 沈昌乐, 刘念, 张立华, 贺红磊, 石兆华, 杨睿戆, 高聪, 王建军, 李波, 景峰.  MCVD制备光纤预制棒工艺数字化研究 . 强激光与粒子束, doi: 10.11884/HPLPB202032.200091
    [2] 董超, 沙鹏, 刘佰奇, 李中泉, 杨际森, 王洪磊.  1.3 GHz超导腔的掺氮实验 . 强激光与粒子束, doi: 10.11884/HPLPB202032.190141
    [3] 杨际森, 潘卫民, 王洪磊, 刘佳冀, 王牧源, 周全, 贺斐思, 沙鹏, 林海英, 王群要, 王光伟, 米正辉.  超导腔数字自激垂直测试系统 . 强激光与粒子束, doi: 10.11884/HPLPB202032.190320
    [4] 蒲小云, 侯洪涛, 马震宇, 毛冬青, 罗琛, 李正, 王岩, 是晶, 赵玉彬, 刘建飞.  上海光源500 MHz超导腔水平测试 . 强激光与粒子束, doi: 10.11884/HPLPB201931.190163
    [5] 吴红光, 马成刚, 冯元伟, 朱鹏飞, 王晓, 李玺钦.  450 kV数字化X光照相诊断系统 . 强激光与粒子束, doi: 10.11884/HPLPB201628.014003
    [6] 陈旭, 谷魁祥, 彭应华, 马强, 黄彤明, 林海英, 潘卫民, .  325 MHz超导腔输入耦合器镀铜层厚度的实验研究 . 强激光与粒子束, doi: 10.11884/HPLPB201426.125103
    [7] 李晓, 孙虹, 邱颖伟, 申泗荣, 唐靖宇.  中国散裂中子源/快循环质子同步加速器射频同步相位环路的数字化控制 . 强激光与粒子束,
    [8] 高迎慧, 孙鹞鸿, 严萍, 石一.  40 kW高功率密度数字化控制充电电源 . 强激光与粒子束,
    [9] 范勇, 陈念年, 高玲玲, 贾渊, 王俊波, 程晓锋.  大口径精密表面疵病的数字化检测系统 . 强激光与粒子束,
    [10] 赵玉彬, 赵振堂, 尹成科, 张同宣.  在现场可编程门阵列中的高频反馈数字化算法 . 强激光与粒子束,
    [11] 邱颖伟, 孙虹, 唐靖宇, 李晓.  快循环同步加速器射频加速电压幅度的数字化控制 . 强激光与粒子束,
    [12] 张同宣, 赵玉彬, 尹成科, 付泽川, 赵振堂.  上海光源数字化低电平控制系统的硬件设计与实现 . 强激光与粒子束,
    [13] 朱凤, 全胜文, 徐文灿, 赵夔.  北京大学光阴极注入器3+1/2超导腔机械性能 . 强激光与粒子束,
    [14] 李欣, 陈强, 辛天牧, 郝建奎.  射频超导腔加速性能的改进 . 强激光与粒子束,
    [15] 鲁向阳, 金晓, 向蓉, 吴文忠, 林林, 赵夔, .  超导加速器CW模式的高阶模初步分析 . 强激光与粒子束,
    [16] 曹磊, 沈连婠, 洪义麟, 裴元吉.  电子帘加速器中阴栅组件结构的数字化设计 . 强激光与粒子束,
    [17] 向蓉, 赵夔, 全胜文, 丁原涛, 张保澄, 鲁向阳, 林林, 王莉芳, 陈佳洱.  DC-SC光阴极注入器的束载实验的调试进展 . 强激光与粒子束,
    [18] 张艳, 张蓉竹, 董军, 张均, 蔡邦维.  微光学元件面形的数字刀口检测技术 . 强激光与粒子束,
    [19] 郝建奎, 全胜文, 向蓉, 朱凤.  用于高平均功率FEL的DC-SC光阴极注入器 . 强激光与粒子束,
    [20] 王莉芳, 张保澄, 于进, 王彤, 吴根法, 耿荣礼, 赵夔.  1.5GHz铌材超导腔的研制 . 强激光与粒子束,
  • 加载中
图(10)
计量
  • 文章访问数:  33
  • HTML全文浏览量:  14
  • PDF下载量:  7
  • 被引次数: 0
出版历程
  • 收稿日期:  2020-07-27
  • 修回日期:  2020-10-20
  • 网络出版日期:  2020-10-21

超导腔垂直测试数字化自激励环路研制

doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
    基金项目:  国家自然科学基金项目NSAF基金项目(U1630110)
    作者简介:

    冯立文(1985—),男,硕士,工程师,从事超导腔射频技术与加速器控制研究;lwfeng@pku.edu.cn

    通讯作者: 王 芳(1983—),女,博士,高工,从事超导腔射频技术与加速器控制研究;fangwang@pku.edu.cn
  • 中图分类号: TL503.2

摘要: 介绍北京大学垂直测试系统的数字化自激励环路系统,重点分析了实际测试中避免多单元(cell)超导腔模式串扰的方法以及偏离四倍频采样对信号幅度和相位的影响。该系统运行稳定可靠,可有效区分1.3 GHz 9-cell超导腔$ {\rm{{\text{π}}}} $模与$ 8{\rm{{\text{π}}}}/9 $模,解决了多cell超导腔测试中模式串扰问题。分析了超导腔自激励环路在垂直测试中的应用,介绍了北京大学垂直测试系统的数字化自激励环路,采用上下变频方案的射频前端和包括有限脉冲响应滤波器的数字算法,系统简洁扩展性强。重点分析了实际测试中避免多cell超导腔模式串扰的方法以及偏离四倍频采样对信号幅度和相位的影响。在多种不同频率超导腔的垂直测试中该系统运行稳定可靠,可有效区分1.3 GHz 9-cell超导腔$ {\text{π}} $模与$ 8{\rm{{\text{π}}}}/9 $模,解决了多cell超导腔测试中模式串扰问题。

English Abstract

冯立文, 王芳, 林林, 等. 超导腔垂直测试数字化自激励环路研制[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
引用本文: 冯立文, 王芳, 林林, 等. 超导腔垂直测试数字化自激励环路研制[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
Feng Liwen, Wang Fang, Lin Lin, et al. Development of digital self-excited loop in vertical tests of superconducting cavity[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
Citation: Feng Liwen, Wang Fang, Lin Lin, et al. Development of digital self-excited loop in vertical tests of superconducting cavity[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202032.200216
  • 超导腔具有很高的本征品质因数,能够工作在连续波或长宏脉冲模式下,因此已经被越来越多的基于加速器的大科学装置所采用[1-3]。完成加工和后处理的超导腔需进行垂直测试,获得品质因数-加速梯度曲线,性能指标达到要求的才能投入使用。在超导腔垂直测试中,信号馈入端的外部品质因数接近超导腔的本征品质因数,从而导致超导腔的带宽非常窄。因此,为减小功率测量误差,超导腔应稳定工作在其振荡频率点处。为维持超导腔的稳定谐振,需要通过反馈调节激励信号的频率使其与超导腔的振荡频率一致,调节方法主要有压控振荡器-锁相环路法(VCO-PLL)和自激励环路(SEL)两种方法。早期主要采用基于模拟器件的VCO-PLL方法[4],随着数字技术的发展,近年来美国JLab实验室和欧洲CERN实验室开发了用于超导腔垂直测试的数字化环路控制系统[5-6]。国内各单位也研发了各具特色的垂直测试控制系统。2010年中国科学院上海应用物理研究所采用商业芯片鉴相方法开发了基于模拟器件的VCO-PLL系统,用于500 MHz超导腔测试[7]。2013年以来,在ADS项目的驱动下,中国科学院近代物理研究所采用混频鉴相方法研发了基于模拟器件的VCO-PLL系统,用于低beta超导腔体测试[8],中国科学院高能物理研究所研发了基于模拟器件的自激励环路控制系统,用于Spoke 超导腔测试[9],而后又针对先进光源技术研发与测试平台研发了数字自激垂直测试系统[10]。北京大学于2017年建成了多种类超导腔垂直测试系统,采用基于现场可编程逻辑门阵列(FPGA)的数字化自激励环路系统,能精确快速调节超导腔的谐振,并解决了多单元(cell)超导腔测试中通带其它模式对工作模式的串扰问题。本文介绍该数字化自激励环路系统的设计、研制和测试结果,重点讨论多cell超导腔模式串扰的解决方法以及偏离四倍频采样对信号幅度和相位的影响。

    • 自激励环路的频率选择性、增益特性和相位特性,使其十分适用于超导腔垂直测试。如图1所示,一般超导腔垂直测试的自激励环路主要包含移相器、限幅器、功率放大器和超导腔。

      图  1  自激励环路图原理图

      Figure 1.  Schematic of self excited loop

      在自激励环路中,超导腔自身相当于一个窄带滤波器,仅有频率接近其振荡频率的信号才能通过;限幅器决定了自激励环路的增益特性,噪声信号经过功率放大器馈入到超导腔,从超导腔中提取的信号经移相器后到限幅器,在限幅器的输入信号电平小于其限幅阈值前,若环路增益大于1,则提取信号不断增大,当信号达到或超过限幅器阈值时,限幅器限幅输出,环路增益为1,超导腔内射频场达到稳定;环路的相位特性取决于几个因素,假设移相器的相移为$ \Delta {\rm{\varphi }} $,限幅器和放大器及线路的总相移为$ {\rm{\varphi }}_{{\rm{path}}} $,超导腔的相移为$ {\varphi }_{\rm{c}}\left({f}_{r},{f}_{\rm{c}}\right) $,其中$ {f}_{\rm{r}} $为环路中激励信号频率,$ {f}_{\rm{c}} $为超导腔振荡频率,则环路的所有相移之和为$ 2{\rm{n}}{\rm{{\text{π}}}} $,如式(1)所示,其中$ n $为整数。

      $$ \Delta \varphi + {\varphi _{{\rm{path}}}} + {\varphi _{\rm{c}}}\left( {{f_{\rm{r}}},{f_{\rm{c}}}} \right) = 2n{\text{π}} $$ (1)

      1.3 GHz超导腔在垂直测试中有载品质因数$ {Q}_{{\rm{L}}} $约为1×1010,其谐振曲线如图2所示,当$ {f}_{{\rm{r}}} $$ {f}_{{\rm{c}}} $频率差仅为1 Hz时,提取信号的归一化幅度约为0.06,超导腔的相移约为90°。因此,当调节移相器的相移$ \Delta \varphi $使环路起振时,环路中激励信号的频率$ {f}_{{\rm{r}}} $与超导腔的振荡频率$ {f}_{{\rm{c}}} $可以认为是相等的,几赫兹的频率差可以忽略。在$ {f}_{{\rm{r}}} $基本不变时,相移$ {\varphi }_{{\rm{path}}} $不变,依据式(1)的相位特性,调节$ \Delta \varphi $就相当于改变超导腔的相移,从而改变超导腔的提取信号大小,当腔内提取信号达到最大时,环路中的激励信号频率与超导腔的振荡频率完全一致,超导腔处于谐振状态。

      图  2  $ {Q}_{{\rm{L}}} $=1×1010的1.3 GHz超导腔谐振曲线

      Figure 2.  Resonance curve of a 1.3 GHz cavity with $ {Q}_{{\rm{L}}} $=1×1010

    • 我们设计的数字化自激励环路主要是针对1.3 GHz超导腔的垂直测试,包含9-cell TESLA超导腔和为提高超导腔品质因数研究用的单cell超导腔。如果用数字化系统直接对1.3 GHz的高频信号进行采样成本较高,因此我们对射频前端进行上下变频,将腔内的提取信号下变频至中频(IF)后进行采样,FPGA输出的控制信号频率也是中频,再经上变频后去控制功率放大器。综合考虑采样成本、滤波器性能、系统响应时间和时钟抖动,中频信号的基准频率最终确定为30.72 MHz。

    • 数字化自激励系统的射频前端与时钟分配如图3所示,上下变频所需的本振信号(LO)直接由信号源E4432B产生,频率记为$ {f}_{{\rm{LO}}} $,来自超导腔的频率为$ {f}_{{\rm{r}}} $的高频信号与本振信号混频后经低通滤波器输出频率为$ {f}_{{\rm{IF}}} $的中频信号,中频信号通过模拟数字转换器(ADC)接入FPGA,FPGA输出的中频控制信号经数字模拟转换器(DAC)输出后与本振信号混频,然后经带通滤波器输出去激励功率放大器。

      图  3  数字化自激励系统中的射频前端与时钟示意图

      Figure 3.  Schematic of digital SEL RF front-end and timing system

      上下变频用的混频器型号为Mini-Circuits公司的ZX05-25MH-S+,其输入射频信号频率范围为5~2500 MHz,涵盖了目前所用各种超导腔的频率。低通滤波器型号为SLP-30+,输入信号频率低于32 MHz时插入损耗小于1 dB。带通滤波器采用声表面滤波器,具有带宽窄、带外衰减大、频率响应平坦和群时延小等特点。测试中可依据超导腔的频率选择不同型号的声表面滤波器,在测量1.3 GHz超导腔时滤波器型号为TA0536A,其中心频率为1.3 GHz,带宽为8 MHz。FPGA、ADC和DAC的时钟信号均由与信号源E4437B同步的商用芯片AD9510提供,其频率分别为30.72 MHz的4倍、4倍和8倍。产生本振信号的信号源E4432B与提供时钟的信号源E4437B通过信号源自带的10 MHz参考信号同步。

      采用上述设计的射频前端在确保上下混频功能的前提下,微波器件数量较少,混频器的工作频率范围比较大,在测试不同频率超导腔时仅需改变带通滤波器型号和本振信号频率。

    • 自激励环路系统在FPGA内所采用的数字算法如图4所示,其中有限脉冲响应(FIR)滤波器在数字域内可区分1.3 GHz 9-cell TESLA超导腔基模中$ {\text{π}} $模和$ 8{\rm{{\text{π}}}}/9 $模。腔内提取信号下变频后经ADC采样变成同相正交(IQ)信号,在FPGA内将IQ分开后分别通过FIR滤波器,经坐标旋转数字计算(CORDIC)后得到幅度和相位,该数字域内的幅度$ {A}_{{\rm{d}}} $可用于显示于监测,相位和用户自定义变量$ {\rm{set}}\varphi $一起加到数字控制振荡器(NCO)的地址信息上以获取数字化波形,另一用户自定义变量$ {\rm{set}}A $则直接与数字化波形相乘,调制后的NCO信号经DAC输出。自激励环路中的关键元件限幅器和移相器在数字域中由$ {\rm{set}}A $$ {\rm{set}}\varphi $来实现,$ {\rm{set}}\varphi $的调节范围为−180°到180°,步长最小值为1°。

      图  4  FPGA内的数字算法

      Figure 4.  Algorithm in the FPGA

      在多cell超导腔测试中,为在环路中能够分别激励起通带内频率相近的模式,避免模式间的串扰,闭环时必须使不同模式的功率增益有所差别,该功率增益差别一般可在射频前端或数字域内完成。对于1.3 GHz 9-cell TESLA超导腔,其基模中$ {\rm{{\text{π}}}} $模与$ 8{\rm{{\text{π}}}}/9 $模频率仅差约为0.8 MHz,而在射频前端中由于模拟滤波器的工作带宽远大于模式间的频率差,导致$ {\text{π}} $模和$ 8{\text{π}} /9 $模的增益相当,因此这两个模式的功率增益差别只能在数字域内完成。在本振信号频率固定时,$ {\rm{{\text{π}}}} $模和$ 8{\rm{{\text{π}}}}/9 $模信号对应的信号I和信号Q的频率差均为0.8 MHz左右,数字滤波器能对两个模式的信号产生不同的衰减从而产生功率增益的差别。因此在数字算法中,我们在分离后的$ IQ $信号输入到CORDIC之前加入了FIR数字滤波器。为提高整个数字算法的运行速度,所选择的FIR滤波器的带宽为0.5 MHz。

      在CORDIC中,对于某一信号旋转次数$ m $越大,所得的模和相位的偏差就越小,但增加了运算量和硬件资源占用。由于我们选用的Stratix IV FPGA具有强大的硬件配置和运算能力,通常$ m $取10~13就能得到偏差较小的模和相位值[11],为进一步减小模和相位的偏差,我们将旋转次数取为$ m=16 $

      在实际测试中,超导腔的振荡频率变化或者本振信号频率设置等原因将导致混频所得中频信号与基准30.72 MHz信号产生频率偏差$ \Delta f$,从而可能使ADC采样偏离四倍频率采样。但这种偏离对自激励系统闭环控制应该没有影响,这是由于自激励环路中关注的重点是环路相移,而不是环路信号的相位值。图5通过模拟给出了$ \Delta f $分别为−1 MHz、−0.5 MHz和0时采样信号的幅度和相位随采样点数$ N $的变化,其中幅度值对采样信号的幅度进行了归一化。由图可见,当$ \Delta f $不为零时幅度偏离较小而相位变化较大,二者均以$ \Delta f $为频率周期变化。周期变化的相位信号调制到频率为30.72 MHz的 NCO后,通过DAC输出的信号与本振信号混频后输出频率仍为$ {f}_{{\rm{r}}} $,对环路中的射频频率没有影响。

      图  5  不同频率偏差时被采样信号的幅度和相位随采样点数$ N $的变化

      Figure 5.  Normalized amplitude and phase of the IF signal with different frequency shift versus number of samples $ N $

    • 以上设计的数字化自激励系统在超导腔测试过程中可以调节的仅有本振信号频率$ {f}_{{\rm{LO}}} $、数字域中的$ {\rm{set}}A $$ {\rm{set}}\varphi $,设置$ {\rm{set}}A $给定环路中激励信号的幅度,在设置本振信号频率后,通过调节$ {\rm{set}}\varphi $即可找到超导腔的谐振。

      从射频前端的混频滤波特性来看,本振信号的频率$ {f}_{{\rm{LO}}}= {f}_{{\rm{r}}}\pm 30.72\;{\rm{MHz}}$,取加号或减号均可,而实际系统中本振信号频率设置还取决于上变频所用混频器LO端至RF端的隔离度、带通滤波器的工作带宽、功率放大器的工作带宽以及测试所需最小功率等因素。功率放大器输出的噪声应低于测试所需最小功率,在1.3 GHz超导腔测试中梯度从1 MV/m开始,1 MV/m对应的放大器输出功率对单cell超导腔约为10 dBm,对9-cell超导腔约为20 dBm。当本振信号频率取减号时,放大器输出的本底噪声信号约为−4 dBm,取加号时约26 dBm,因此我们取减号。

      为对数字化自激励系统进行检验,我们在1.3 GHz单cell超导腔上进行了测试。单cell超导腔基模的振荡频率约为1 299.06 MHz,设置$ {f}_{{\rm{LO}}} $=1 268.34 MHz(1 299.06 MHz − 30.72 MHz),通过调节相移$ {\rm{set}}\varphi $获得了谐振,数字域内的幅度变化曲线如图6所示。

      图  6  在1.3 GHz 单cell超导腔测试中$ {A}_{{\rm{d}}} $归一化幅度随着环路相移的变化

      Figure 6.  Normalized amplitude $ {A}_{{\rm{d}}} $ versus phase shift in the vertical test of a 1.3 GHz 1-cell cavity

      如前所述,本振信号频率与基准频率1268.34 MHz的偏差等于混频所得中频信号与基准30.72 MHz产生的频率偏差$ \Delta f $,因此在超导腔振荡频率不变时,可通过改变本振信号频率的设定值$ {f}_{{\rm{LO}}} $来获得不同的$ \Delta f $。频率偏差$ \Delta f $不为零时,ADC已偏离四倍频采样,但通过调节环路相移$ {\rm{set}}\varphi $,均能找到超导腔的谐振点。图7(a)为超导腔谐振时环路相移随频率偏移的变化,$ {\rm{set}}\varphi $随着本振信号频率的变化系数约为60°/0.1 MHz,该系数主要是由低通滤波器SLP-30+的群延时决定。图7(b)为数字域内振幅随频率偏移的变化,归一化后$ {A}_{{\rm{d}}} $在没有频率偏移时取最大值1,随频率偏移变大而逐渐减小,在频率偏移为1 MHz时信号功率衰减值为14 dB。

      图  7  超导腔谐振时环路相移和数字域幅度$ {A}_{{\rm{d}}} $随着频率偏移的变化

      Figure 7.  Phase shift $ {\rm{set}}\varphi $ and normalized amplitude $ {A}_{{\rm{d}}} $ versus frequency shift when the cavity is in resonance

      图8所示,我们还分别监测了$ \Delta f=0 $和2.6 kHz时$ {A}_{{\rm{d}}} $信号的长时间稳定性,$ {A}_{{\rm{d}}} $信号以$ \Delta f=0 $时的最大值为1进行了归一化,幅度信号波动在±0.5%以内,稳定性很好。

      图  8  不同本振信号频率时幅度信号$ {A}_{{\rm{d}}} $的长时间稳定性

      Figure 8.  Long term stability of normalized amplitude $ { A}_{{\rm{d}}} $ with different $ {f}_{{\rm{LO}}} $

      在9-cell腔的垂直测试中,腔的$ {\text{π}} $模与$ 8{\text{π}} /9 $模频率分别为1300.05 MHz和1299.20 MHz,二者频率差为0.85 MHz。将本振信号频率分别设定在1269.33 MHz(1300.05 MHz−30.72 MHz)和1269.83 MHz(1300.05 MHz−30.72 MHz + 0.5 MHz)时,在调节环路相移时测量了环路中激励信号频率和超导腔提取信号功率$ {P}_{t} $图9所示。对于$ {f}_{{\rm{LO}}} $=1 269.33 MHz的情况,当环路相移为−90°至−60°时出现了$ 8{\text{π}} /9 $模,对$ {\text{π}} $模产生了串扰,当环路相移调节到−50°时,$ 8{\text{π}} /9 $模消失,之后则仅激励出$ {\text{π}} $模。在$ {f}_{{\rm{LO}}} $=1 269.83 MHz时,两个模式的谐振与图5的单cell腔的谐振曲线一样,两个模式依次出现没有串扰,可分别单独激励$ 8{\text{π}} /9 $模和$ {\text{π}} $模。由此可见,在数字滤波器作用下,通过本振信号频率的设置,实现了9-cell超导腔$ 8{\text{π}} /9 $模和π模的单独激励测试。

      图  9  不同本振频率时环路中激励信号的频率和提取信号功率随着环路相移的变化

      Figure 9.  Resonant frequency and pickup signal power versus phase shift with different $ {f}_{{\rm{LO}}} $

      为检验数字化自激励系统的可靠性,我们对一只9-cell 大晶粒超导腔进行了国际比对测量,超导腔在北京大学测试完成后密封寄送到德国,不做任何额外后处理即进行垂直测试。图10为这只超导腔在北京大学和德国DESY国家实验室测得的结果,可以看出,两次测量结果在10%的误差范围内符合良好,而约10%是国际上进行超导腔垂直测试的通常误差。

      图  10  9-cell超导腔在北京大学和德国DESY国家实验室得到的垂直测试结果

      Figure 10.  Vertical results of a 9-cell superconducting cavity tested by PKU and DESY

    • 本文设计研制了一套基于FPGA的数字化自激励环路系统,可以方便快捷地实现超导腔在垂直测试过程中的谐振,对不同频率的超导腔仅需更换带通滤波器和本振信号频率。通过加入FIR数字滤波器,解决了1.3 GHz 9-cell超导腔测试中的模式串扰问题。这套数字化自激励环路系统目前已完成多种不同频率超导腔的垂直测试,测试结果稳定可靠。

参考文献 (11)

目录

    /

    返回文章
    返回