Loading [MathJax]/jax/output/SVG/jax.js

留言板

尊敬的读者、作者、审稿人, 关于本刊的投稿、审稿、编辑和出版的任何问题, 您可以本页添加留言。我们将尽快给您答复。谢谢您的支持!

姓名
邮箱
手机号码
标题
留言内容
验证码

基于AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器控制算法

罗集睿 王庆峰 张政权 刘庆想 何长鑫 周勃

罗集睿, 王庆峰, 张政权, 等. 基于AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器控制算法[J]. 强激光与粒子束, 2019, 31: 025001. doi: 10.11884/HPLPB201931.180279
引用本文: 罗集睿, 王庆峰, 张政权, 等. 基于AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器控制算法[J]. 强激光与粒子束, 2019, 31: 025001. doi: 10.11884/HPLPB201931.180279
Luo Jirui, Wang Qingfeng, Zhang Zhengquan, et al. Control algorithm of Buck-Boost converter based on AC-Link series resonant[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2019, 31: 025001. doi: 10.11884/HPLPB201931.180279
Citation: Luo Jirui, Wang Qingfeng, Zhang Zhengquan, et al. Control algorithm of Buck-Boost converter based on AC-Link series resonant[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2019, 31: 025001. doi: 10.11884/HPLPB201931.180279

基于AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器控制算法

doi: 10.11884/HPLPB201931.180279
详细信息
    作者简介:

    罗集睿(1993—),男,硕士研究生,主要从事开关电源及控制技术研究;luojirui@foxmail.com

    通讯作者:

    张政权(1983—),男,副研究员,硕士生导师,主要从事开关电源及控制技术研究;zhangzhengquan8@163.com

  • 中图分类号: TN82

Control algorithm of Buck-Boost converter based on AC-Link series resonant

  • 摘要: 介绍了一种基于AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器拓扑结构,用状态平面分析法对串联谐振电路在Buck模式和Boost模式下工作过程进行分析。该方法相比于传统的基波等效分析法具有直接、精确和求解简单的特点。给出了详细的推导过程,提出了一种控制算法。建立了Matlab/Simulink仿真模型,仿真结果表明,该控制算法能够实现Buck和Boost的功能,能够得到稳定的输出电压,输入电流谐波含量低的特点,可以实现变换器在较宽的范围内调节输出电压。
  • 为了实现电源系统结构的紧凑型和小型化,如何在保证功率与效率情况下减小电源的体积与重量成为了需要解决的问题。高频交流链接技术(HF AC-Link)与传统的DC-Link技术相比,减少了AC-DC-AC中的直流变换部分,省去了包括中间储能电容在内的大量元器件,从而使电源结构更加紧凑[1]。文献[2-6]对基于AC-Link技术的串联谐振充电电源进行了研究,对传统的AC-Link电路进行了改进,并使用状态平面分析法对电源的工作模式进行了分析,并进行仿真和实验验证。文献[7-8]对DC-Link技术的串联谐振的Buck-Boost电路的工作模式进行了分析,并引入状态平面分析法进行控制算法的分析。本文提出了一种基于AC-Link串联谐振的Buck-Boost电路拓扑结构,通过状态平面分析法,提出了一种控制算法,并进行仿真验证。仿真结果显示,控制算法能够实现Buck和Boost的功能,输入电流谐波含量低,并且可以实现变换器在较宽的范围内调节输出电压。

    基于AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器拓扑结构如图 1所示, 该变换器拓扑结构由LC输入滤波器单元、IGBT开关矩阵单元、LC串联谐振单元、高频变压器和输出整流单元构成。LC输入滤波器单元为由滤波电容与滤波电感组成的二阶低通滤波器,用来滤除电路中的杂波,提高变换器系统的抗干扰能力。开关矩阵单元由12只IGBT组成,两个开关组成一组的双向开关构成全桥整流结构的6个桥臂。与之前提出的变换器拓扑结构整流输出单元采用4个不可控二极管作为开关器件不同的是,Buck-Boost变换器结构输出整流单元中,两个上桥臂采用不可控的二极管,下桥臂采用可控开关管IGBT。当变换器工作在Buck模式时,副边两个IGBT处于关断状态,能量可通过反并联在IGBT两端的二极管流动,此时整流结构与传统的整流结构一致。当变换器工作在Boost模式时,通过对下桥臂IGBT开关的控制,对副边变压器两端短路,原边谐振电感储存能量;当副边变压器两端导通时,谐振电感上储存的能量去补充输出电容的能量输出到负载,以实现Boost功能。

    图  1  基于AC-Link技术的串联谐振Buck-Boost变换器拓扑结构
    Figure  1.  Topology of series resonant Buck-Boost converter based on AC-Link technology

    状态平面分析法适用于各类谐振变换器的分析, 它通过谐振变换器运行中分段线性的特点, 建立每一工作过程的特征方程, 构造每个工作过程的运行轨迹线, 并组合成闭合的稳态轨迹图, 通过图解分析其动态和暂态特性[9-10]。基于状态平面分析法可对AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器的工作过程进行分析,可以根据每个过程的等效电路图得到相应的轨迹方程,进而建立状态平面图。根据状态平面分析法,提出基于该变换器的控制算法。

    在基于AC-Link的变换器,采用在半个谐振周期内进行相间切换的方式对三相输入的电流进行控制。在串联谐振的半个谐振周期内,电网三相中的其中任一相连接在串联谐振电路一端,另外两相分别依次连接到串联谐振电路的另一端。对于串联谐振电路,由电网三相组成的2个激励电压,高线电压Vn与低线电压Vm对串联谐振电路进行激励。高线电压Vn与低线电压Vm可以通过三相输入电压UaUbUc两两相互组合计算出。将工频输入电压的一个周期分为12个区间,每个区间的工作相为π/6。以第一个区间为例,三相线电压的大小关系为Ucb>Uab>Uca。在第一区间内选取电压值较大的两个线电压UcbUab作为激励电压。将Ucb称为高线电压,记为Vn;将Uab称为低线电压,记为Vm[3]

    假设低线电压Vm激励时流入的电荷量为Q1,从高线电压Vn激励时流入的电荷量为Q2;可以根据流入的电荷量得到一个比值K

    K=Q1Q2 (1)

    定义等效激励电压为Vin;在谐振电路的半个谐振周期内,由低线电压Vm和高线电压Vn提供的能量应等于等效激励电压Vin提供的能量。

    Vin(Q1+Q2)=VnQ2+VmQ1 (2)

    由式(1)~(2)可以得到等效激励电压的表达式为:

    Vin=KVm1+K+Vn1+K (3)

    根据等效激励电压Vin与输出电压Vo间的关系可以判定出变换器工作的模式。因此,当满足Vin>Vo/n时,变换器工作在Buck模式;当满足Vin < Vo/n时,变换器工作在Boost模式。其中n为高频变压器的匝数比。

    根据2.1中对Buck、Boost模式的判定方式。当Vin < Vo/n时,变换器工作在Boost模式。在Boost模式整个工作过程中采用6个过程的工作模式,具体如下:第一个工作过程采用正向高线电压Vn激励;第二个工作过程采用正向高线电压Vn激励;第三个工作过程采用正向低线电压Vm激励;第四个工作过程采用负向高线电压-Vn激励;第五个工作过程采用负向高线电压-Vn激励;第六个工作过程采用负向低线电压-Vm激励。在Boost模式下的正半周的3个工作过程等效电路图如图 2所示,负半周的3个工作过程与正半周相似。

    图  2  Boost模式正半周3个工作过程等效电路图
    Figure  2.  Equivalent circuit diagram of 3 working processes in Boost mode positive half-cycle

    选取谐振电感电流iLr和谐振电容电压vCr为状态变量,建立每个工作过程的状态方程。以第一个工作过程为例,可得状态方程如下

    vCr=iLrCr (4)
    iLr=VnvCrLr (5)

    解方程可得到对应的时域方程

    vCr=Vn+ILr0Zosinωt+(VCr0Vn)cosωt (6)
    iLr=ILr0cosωt(VCr0Vn)sinωtZo (7)

    式中:ILr0iLr起始时刻的值;VCr0vCr起始时刻的值;ω为谐振角频率ω=1LrCrZo为谐振阻抗,Zo=LrCr。将式(6)和(7)整理可得第一个工作过程的状态轨迹方程

    (vCrVn)2+i2LrZ2o=(VCr0Vn)2+I2Lr0Z2o (8)

    同样也可以根据上述的方法推导出第2个工作过程和第3个工作过程的状态轨迹方程

    [vCr(VnVo/n)]2+i2LrZ2o=[vCr0(VnVo/n)]2+I2Lr0Z2o (9)
    [vCr(VmVo/n)]2+i2LrZ2o=[vCr0(VmVo/n)]2+I2Lr0Z2o (10)

    根据上述的3个工作过程的状态轨迹方程可以得到稳态下正半周工作情况下的状态平面图如图 3所示。横轴坐标为谐振电容电压vCr,纵坐标为谐振电流iLr和谐振电路特征阻抗Zo的乘积。其负半周的状态平面图与正半周轨迹相同,方向相反。A1B1为第一工作过程的运行轨迹,B1B2为第二工作过程的运行轨迹,B2A2为第三工作过程的运行轨迹。B1为第一工作过程与第二工作过程切换点,B2为第二工作过程与第三工作过程切换点。可以根据状态平面图中各个参数的几何关系,得到每个工作过程的工作时间。

    图  3  Boost模式下正半周状态平面图
    Figure  3.  State-plane diagram of the Boost mode

    根据图 3的状态平面图中的几何关系可得

    r21(O1V1)2=r22(O2V1)2 (11)
    r23(V2O3)2=r22(V2O2)2 (12)

    式中:O1=Vn;O2=VnVon;O3=VmVon;r1=O1+vCr;r3=vCrO3

    电网侧电荷分配的约束条件为

    K=Q1Q2=vCrV2V2+vCr (13)

    根据r1r3K的关系,可以得到r2的表达式为

    r2=(O1O2)(r23+O22O23)+(1+K)(O2O3)(r21+O22O21)2KvCr(O1O2)(O2O3)(O1O3)+K(O2O3) (14)

    在Boost模式下,一个工作周期内谐振电容电压的平均值为0,在正半周第一工作过程的起始时刻(A1)与负半周第一工作过程的起始时刻(A2),谐振电容电压的绝对值相等,根据电容电压与电流关系推出其表达式为

    vCr=PoTr4CrVin (15)

    式中:Po为输出功率;Tr为谐振频率;Lr为谐振电感的值;Cr为谐振电感的值。

    Tr=2πLrCr (16)

    r1r2r3V1V2,可以得到每个工作过程所需要的工作时间

    t1 Boost =arccos(O1V1r1)ω (17)
    t2 Boost =arccos(V1O2r2)arccos(V2O2r2)ω (18)
    t3 Boost =arccos(V2O3r3)ω (19)

    式中:ω=2π/Tr

    Vin>Vo/n时,变换器工作在Buck模式。Buck模式下由高线电压Vn、低线电压Vm和0电压,三个激励电压对串联谐振电路进行激励。具体如下:第一个工作过程采用高线电压Vn激励;第二个工作过程采用正向低线电压Vm激励;第三个工作过程采用0电压激励;第四个工作过程采用负向高线电压-Vn激励;第五个工作过程采用负向低线电压-Vm激励;第6个工作过程采用0电压激励。在Buck模式下的正半周的3个工作过程等效电路图如图 4所示。

    图  4  Buck模式正半周3个工作过程等效电路图
    Figure  4.  Equivalent circuit diagram of 3 working processes in Buck mode positive half cycle

    采用与Boost模式相同的分析方法,根据3个工作过程等效电路图所推导的轨迹方程可以得到稳态工作情况下的状态平面图如图 5所示。

    图  5  Buck模式下正半周状态平面图
    Figure  5.  State-plane diagram of the Buck mode

    Buck模式与Boost模式相同,在正半周的起始时刻(A1)与负半周的起始时刻(A2),谐振电容上的电压绝对值相等,其表达式为

    vCr=nPoTr4CrVo (20)

    电网侧电荷分配的约束条件为

    K=Q1Q2=V2V1V1+vCr (21)

    图 5中状态平面图中的几何关系可得到,同样可求解出在Buck工作模式下每一个工作过程所需要的工作时间

    t1 Buck =arccos(O1V1r1)ω (22)
    t2 Buck =πarccos(V2O2r2)arccos(O2V1r2)ω (23)
    t3 Buck =arccos(V2O3r3)ω (24)

    为了验证根据状态平面图分析法所提出的控制算法,通过之前对变换器在Buck与Boost模式下的工作状态的分析,使用Matlab/Simulink软件搭建了仿真模型并在不同的工作模式下进行了仿真分析。仿真参数设置如表 1所示。

    表  1  仿真模型参数
    Table  1.  Simulation model parameters
    three-phase voltage/V resonant inductor/μH resonant capacitor/μF load/Ω transformer ratio output capacitance/μF
    380 20 0.9 18.75 1:1.5 47
    下载: 导出CSV 
    | 显示表格

    在三相输入电压为380 V的条件下,等效激励电压Vin的变化范围459~530 V。当设置输出电压Vo为600 V时,Vin>Vo/n成立,此时变换器工作在Buck模式。如图 6所示,变换器可以稳定的输出符合设定值的电压;输入电流谐波含量为3.13%,如图 7所示。当设置输出电压Vo为850 V时,此时变换器工作在Boost模式,与Buck模式一样可以得到稳定的输出符合设定值的电压;输入电流谐波含量为3.03%,如图 8图 9所示。仿真结果显示,该控制算法,在Buck模式和Boost模式下,可以稳定的输出电压,具有较高的功率因数,输入电流谐波含量低。

    图  6  Buck模式下600 V输出电压波形图
    Figure  6.  Output voltage 600 V in Buck mode
    图  7  Buck模式下输入电流谐波含量
    Figure  7.  Harmonic content of input current in Buck mode
    图  8  Boost模式下850 V输出电压波形图
    Figure  8.  Output voltage 850 V in Boost mode
    图  9  Boost模式下输入电流谐波含量
    Figure  9.  Harmonic content of input current in Boost mode

    本文对AC-Link串联谐振的Buck-Boost变换器拓扑结构通过状态平面图的建立和分析,提出一种控制算法。建立Matlab/Simulink建立仿真模型验证后,证明了控制算法的正确性。仿真显示,输出电压稳定,输入电流谐波含量低,可以实现变换器在较宽的范围内调节输出电压。

  • 图  1  基于AC-Link技术的串联谐振Buck-Boost变换器拓扑结构

    Figure  1.  Topology of series resonant Buck-Boost converter based on AC-Link technology

    图  2  Boost模式正半周3个工作过程等效电路图

    Figure  2.  Equivalent circuit diagram of 3 working processes in Boost mode positive half-cycle

    图  3  Boost模式下正半周状态平面图

    Figure  3.  State-plane diagram of the Boost mode

    图  4  Buck模式正半周3个工作过程等效电路图

    Figure  4.  Equivalent circuit diagram of 3 working processes in Buck mode positive half cycle

    图  5  Buck模式下正半周状态平面图

    Figure  5.  State-plane diagram of the Buck mode

    图  6  Buck模式下600 V输出电压波形图

    Figure  6.  Output voltage 600 V in Buck mode

    图  7  Buck模式下输入电流谐波含量

    Figure  7.  Harmonic content of input current in Buck mode

    图  8  Boost模式下850 V输出电压波形图

    Figure  8.  Output voltage 850 V in Boost mode

    图  9  Boost模式下输入电流谐波含量

    Figure  9.  Harmonic content of input current in Boost mode

    表  1  仿真模型参数

    Table  1.   Simulation model parameters

    three-phase voltage/V resonant inductor/μH resonant capacitor/μF load/Ω transformer ratio output capacitance/μF
    380 20 0.9 18.75 1:1.5 47
    下载: 导出CSV
  • [1] Limpaecher R, Rodriguez R, Loughlin J. Harmonic free new inverter topology for high voltage, high power applications[C]//Twenty-fourth International Power Modulator Symposium. 2000: 101-106.
    [2] 张政权, 刘庆想, 向欣, 等. 高频整流谐振变换电源[J]. 强激光与粒子束, 2010, 22(2): 721-724. http://www.hplpb.com.cn/article/id/34

    Zhang Zhengquan, Liu Qingxiang, Xiang Xin, et al. The research of high-frequency rectifying resonant converter. High Power Laser and Particle Beams, 2010, 22(2): 721-724 http://www.hplpb.com.cn/article/id/34
    [3] 张政权, 刘庆想, 吴志鹏, 等. 基于高频交流链接技术的串联谐振变换器[J]. 强激光与粒子束, 2011, 23(2): 2915-2918. http://www.hplpb.com.cn/article/id/5423

    Zhang Zhengquan, Liu Qingxiang, Wu Zhipeng, et al. Series resonant converter based on HF AC-link technology. High Power Laser and Particle Beams, 2011, 23(2): 2915-2918 http://www.hplpb.com.cn/article/id/5423
    [4] Li W, Liu Q, Zhang Z, et al. High power factor high power density high voltage converter based on AC link[J]. IET Power Electronics, 2017, 10(7): 826-834. doi: 10.1049/iet-pel.2016.0225
    [5] Li W, Liu Q, Zhang Z. High power density high voltage power supply based on AC-link[C]//IEEE Society of Instrument and Control Engineers of Japan. 2015: 848-855.
    [6] 张政权, 刘庆想, 李相强, 等. 高频交流链接技术充电电源[J]. 强激光与粒子束, 2012, 24(3): 719-722. doi: 10.3788/HPLPB20122403.0719

    Zhang Zhengquan, Liu Qing-xiang, Li Xiangqiang, et al. High frequency AC-link capacitor charging power supply. High Power Laser and Particle Beams, 2012, 24(3): 719-722 doi: 10.3788/HPLPB20122403.0719
    [7] Zhao Xiaonan, Zhang Lanhua, Racheal B, et al. A high-efficiency hybrid resonant converter with wide-input regulation for photovoltaic application[J]. IEEE Trans Industrial Electronics, 2017: 3684-3695.
    [8] Zhao Xiaonan, Zhang Lanhua, Racheal B, et al. Output capacitance effect on the voltage gain in the high step-up series resonant converter[C]// IEEE 2nd International Future Energy Electronics Conference. 2015: 1-5.
    [9] 吴俊娟, 何超, 孙孝峰, 等. 串联谐振变换器的最优轨迹控制[J]. 电力电子技术, 2010, 44(4): 33-35. https://www.cnki.com.cn/Article/CJFDTOTAL-DLDZ201004016.htm

    Wu Junjuan, He Chao, Sun Xiaofeng, et al. Optimal trajectory control of series resonant converter. Power Electronics, 2010, 44(4): 33-35 https://www.cnki.com.cn/Article/CJFDTOTAL-DLDZ201004016.htm
    [10] Milan M J, Liu Kwang-hua, Ramesh O, et al. State-plane analysis of quasi-resonant[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference. 1985: 56-73.
  • 加载中
图(9) / 表(1)
计量
  • 文章访问数:  1356
  • HTML全文浏览量:  269
  • PDF下载量:  65
  • 被引次数: 0
出版历程
  • 收稿日期:  2018-10-23
  • 修回日期:  2019-01-12
  • 刊出日期:  2019-02-15

目录

/

返回文章
返回