Development of 10 kV nanosecond pulse power supply with fast leading edge
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摘要: 随着SiC MOSFET器件快速开关特性的发展，其在需要高速、灵活高压脉冲输出的电路系统中得到广泛应用。研究表明，SiC MOSFET的导通时间主要受栅极驱动技术及其实现方式的影响，因此相关研究多聚焦于其栅极驱动方法优化。该研究通过对SiC MOSFET栅极驱动回路进行参数测试与优化设计，并将其应用于超快导通型SiC MOSFET器件，以实现导通时间的显著缩减。为验证优化效果，研究团队设计并制备了栅极升压驱动器的优化原型进行实验测试。测试数据表明，经过优化的栅极驱动电压调节方法有效提升了器件性能，在10 kV电压等级与50 A电流条件下，脉冲电压上升沿时间可达27 ns。
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关键词:
- 固态开关串联 /
- 驱动回路参数优化 /
- 快前沿 /
- SiC MOSFET
Abstract: With the development of fast switching characteristics of SiC MOSFET devices, they are widely used in circuit systems that require high-speed and flexible high-voltage pulse output. Studies have shown that the on-time of SiC MOSFETs is mainly affected by the gate drive technology and its implementation. Accordingly, related studies have mostly focused on the optimization of its gate drive method. In this study, a SiC MOSFET gate drive circuit was parametrically tested and optimized, and applied to ultra-fast conduction SiC MOSFET devices to achieve a significant reduction in on-time. To verify the optimization effect, the research team designed and prepared an optimized prototype of the gate boost driver for experimental testing. The test data show that the optimized gate drive voltage regulation method effectively improves the device performance, with a pulse voltage rising edge time of up to 27 ns under 10 kV voltage level and 50 A current conditions. -
微波双工器在微波无线通信系统中是不可缺少的组成部分，被大量应用于通信、测控以及军事电子对抗等领域，在整个系统中起着至关重要的作用。微波双工器不仅具有常规滤波器的特点，而且还具有隔离接收电路和发射的功能，使得收发系统可共用一个天线，有利于减小系统的体积，提高系统简便性。现代通信不仅要求双工器具有更小的插入损耗和更好的带外衰减，还要求其具有更小的体积和质量[1]。相比于波导双工器，基片集成波导双工器、带状线双工器和腔体双工器等微带双工器在尺寸、加工和集成的难易程度等方面具有更多优势，受到了广泛的关注。对于微带双工器的设计，1981年，J. D. Rhodes提出了对称和非对称双工器的电路直接综合法[2]。2006年，A. Morini等将T型接头考虑为滤波器的一部分，通过调整与T型头相连的滤波器以适应T型头所带来的复阻抗的影响[3]。2009年，G. Macchiarella等对微带双工器进行了进一步的综合，其设计思路是先分别设计两个通带的常规滤波器，然后对整个双工器进行优化，直到性能满足设计要求[4]。本文的思路也是基于此方法，先将双工器指标拆分为留有一定余量的Tx，Rx滤波器指标，然后使用微带交指结构和基于耦合系数K与外部品质因数Qe的改进方法设计出满足指标的宽带Tx，Rx滤波器，最后使用两种T型结和滤波器组合的结构对双工器进一步设计，并对这两种结构的微带双工器进行了仿真分析。
1. 滤波器结构设计与仿真
首先将双工器指标拆分为一个Tx(传输)滤波器和一个Rx(接收)滤波器指标，再根据得到的滤波器指标，选择不同类型的微带滤波器进行设计。当滤波器为窄带时，使用传统的奇偶模阻抗法可以很方便地得到滤波器的初始尺寸，当滤波器为宽带时，传统的奇偶模阻抗法将不再适用，此时可以利用耦合系数K和外部品质因数Qe快速得到滤波器的初始尺寸，其主要设计步骤为：确定低通原型滤波器，求解滤波器阶数，求解归一化电导值，确定耦合系数K和外部品质因数Qe，确定滤波器初始尺寸，滤波器建模仿真。
以一个用于无线通信系统中的双工器为例，其指标如表 1所示，将其拆分为一个Tx滤波器指标和一个Rx滤波器指标。为了使设计的Tx，Rx滤波器在组合成双工器时性能满足要求，同时尽可能减少实验和仿真之间的误差，滤波器的设计指标要留有一定的余量，如表 2所示。
表 1 双工器设计指标Table 1. Design specifications of the diplexerpassband frequency range/GHz passband isolation/dB insertion loss/dB return loss/dB stop rejection/dB dimension/mm 16.8~21.4
26.8~31.2≥50 < 1.4dB 13.98 ≥60@distal place < 10×5×1 表 2 Tx和Rx滤波器设计指标Table 2. Design specification of the Tx filter and Rx filterfilter center frequency/GHz passband frequency range/GHz insertion loss/dB return loss/dB stop rejection/dB Tx 18.95 16.8~21.4 < 1dB 16 ≥50@26.8 GHz~31.2 GHz Rx 28.92 26.8~31.2 < 1dB 16 ≥50@16.8 GHz~21.4 GHz 根据得到的滤波器指标可以发现，需要使用结构简单、尺寸较小且具有良好的频率选择性的滤波器结构进行设计。因此选择交指结构的微带滤波器，它由一端开路、一端短路的n个谐振器组成，谐振器接地短路通过接地孔实现[5]，具有结构紧凑、制造公差要求低、阻带衰减大等优点，可满足上述要求。除此之外，Tx和Rx滤波器的相对带宽均大于15%，因此可以使用基于耦合系数K和外部品质因数Qe的改进方法来得到滤波器的初始尺寸[5]。衬底材料使用300 μm厚度高阻硅，微带线使用2 μm厚度的金属铜，为了便于后续加工，滤波器线宽设置为0.2 mm，接地通孔直径设置为0.1 mm。
首先确定滤波器阶数，在理论情况下，Tx滤波器只需要5阶就能满足要求。然后在四分之一导波长度附近对谐振器仿真分析，当谐振频率与中心频率相匹配时提取到非输入/输出谐振器的线长为1.29 mm。接着根据耦合谐振电路理论得到原型滤波器的耦合系数M和外部品质因数Qe[6]
Mi,i+1=FBW√gigi+1 (1) Qe1=g0g1FBW=Qen=gngn+1FBW (2) 式中：Qe1，Qen分别代表输入/输出端的外部品质因数；g0，g1，gn，gn+1代表低通原型滤波器的归一化电导值；FBW代表相对带宽。
在HFSS仿真分析中，两个添加了接地孔的对称耦合谐振器，由于互耦效应，本征谐振频率会分裂为两个新的谐振频率f1，f2，此时谐振器间的耦合系数[6]
K=f22−f21f22+f21 (3) 当谐振器间的耦合系数与滤波器的耦合系数相匹配时，谐振器1，2之间的间距和谐振器4，5之间的间距为0.297 mm，谐振器2，3之间的间距和谐振器3，4之间的间距为0.364 mm。接着在HFSS中仿真分析添加了抽头的输入/输出谐振器模型，此时谐振器的外部品质因数[6]
Qe=ω0τS11(ω0)4 (4) 式中：τS11(ω0)代表谐振时S11的群时延值；ω0代表带通滤波器的中心角频率。
将式(2)得到的滤波器外部品质因数代入式(4)，可得到理论的τS11(ω0)，当仿真分析得到S11群时，延值与理论求得的τS11(ω0)值相匹配时，提取到抽头的位置为0.39 mm以及输入/输出谐振器线长为1.43 mm，最后在HFSS中建模、仿真、优化，得到5阶Tx滤波器布局和S参数曲线如图 1，2所示。由图 2可知，已经满足指标要求。
同理对Rx滤波器进行设计，在理论情况下，Rx滤波器也只需要5阶就能满足要求。但微带带通滤波器一般由耦合谐振器构成，而耦合谐振器中奇模、偶模相速不同，从而导致滤波器的上边带不陡峭、通带不对称以及产生寄生通带，因此通常其在上阻带的抑制度比下阻带差[7]。本文对5阶Rx滤波器进行了仿真分析，其S参数曲线如图 3所示。
由图 3可知，当通带内基本满足指标时，右阻带比左阻带下降得更快，并且左阻带抑制度只是接近指标而没有达到指标所给出的50 dB抑制度，与上述结论吻合。为了解决该问题，可以通过增加滤波器的级数来增大阻带抑制度，从而提高双工器的隔离度。因此Rx滤波器选择6阶微带交指滤波器，设计方法同Tx滤波器一样，得到滤波器初始尺寸后在HFSS中建模、仿真、优化，得到Rx滤波器布局和S参数曲线如图 4，5所示。
由图 5可知，此时Rx滤波器的左阻带抑制度和通带内插入损耗已经明显优于指标所给出的值，通带内回波损耗与指标也仅相差0.086 dB。由于滤波器指标是给出了富余量的，因此不需要再继续迭代以求完全满足指标。
2. 双工器结构设计与仿真
2.1 T型结结构设计
在制作双工器的时候，若两个滤波器直接并联，其端口的导纳残余效应会对另一通带的滤波器产生非常不好的影响，两个滤波器的性能均会大为下降[8]。因此，Tx，Rx滤波器需要一个匹配网络进行并联，以起到消纳作用。图 6为典型的双工器结构，它以两个并联的带通滤波器为基础。为了最小化Tx，Rx滤波器之间的相互作用，从而减小双工器的插入损耗和回波损耗，在带通滤波器的输入端引入了一段传输线。调节传输线长度可以改变图 6中输入反射系数Γin1和Γin2的相位，使每个滤波器在另一个滤波器的中心频率处开路，即在中心频率f02和f01处，使反射系数∠Γ1和∠Γ2为0° [9]。因此在Tx滤波器前串联一段特征阻抗为50 Ω、长度为四分之一接收频率导波长度的微带传输线；在Rx滤波器前串联一段特征阻抗为50 Ω、长度为四分之一发射频率导波长度的微带传输线。
2.2 双工器结构设计
确定了T型结后，在HFSS中将其与Tx，Rx滤波器共同建模，组合成双工器。除了考虑双工器的性能以外，双工器的尺寸也是我们需要关注的重点。因此本文使用了两种不同的组合形式以求找到所设计的双工器性能和尺寸之间的平衡点。文献[10-11]报道的双工器使用的是Tx，Rx滤波器并行连接的结构，因此基于该结构得到本文所设计的双工器布局及其初始设计结果如图 7，8所示。
图 7所示的双工器结构的初始尺寸为3.6192 mm×4.7228 mm×0.302 mm，远小于指标所给的范围，因此能有效减少双工器的尺寸，利于双工器的小型化研究。图 8所示的初始设计结果显示，该结构的双工器通带间最大插入损耗为1.43 dB，满足指标；通带间最小回波损耗为6.38 dB，接近指标，通过后续的迭代优化就可以达到指标要求；通带内最小隔离度为34.09 dB，与指标相差较大，且相比于单一的滤波器，性能下降明显，即使通过后续的迭代优化，在本案例中也很难满足指标要求。因此当所需的双工器尺寸要求较高、而隔离度要求一般时，该结构不失为一种好的选择。
文献[12-13]报道的双工器使用的是Tx，Rx滤波器串行连接的结构，因此基于该结构得到本文所设计的第二种双工器布局及其S参数曲线如图 9，10所示。
由图 10可以发现，该结构的尺寸相较于并行连接要大一些，但S参数的仿真结果表明该结构的双工器在Tx滤波器通带内最小回波损耗为14.61 dB，最大插入损耗为0.52 dB，在Rx滤波器通带内的最小隔离度为53.46 dB；Rx滤波器通带内最小回波损耗为14.16 dB，最大插入损耗为1.01 dB，在Tx滤波器通带内的最小隔离度为55.59 dB，具有良好的性能，同时双工器最终尺寸为7.889 9 mm×2.059 1 mm×0.302 mm，在本案例中，已经完全满足指标要求，并且该双工器具有相对带宽大、隔离度高、插入损耗低的优点。因此当所需的双工器尺寸要求一般、而性能要求较高时，可以优先使用该结构。
3. 结论
针对高隔离度宽带的双工器，本文首先设计两个常规滤波器，再对双工器进行优化直到性能满足要求。以一款用于无线通信系统中的双工器为例，首先使用微带交指结构设计出了满足指标的Tx，Rx滤波器，然后使用两种T型结和滤波器组合的结构进一步设计双工器，并对这两种结构的微带双工器进行了仿真分析。仿真结果显示，并行连接的双工器结构紧凑，但隔离度较差；串行连接的双工器在Tx滤波器通带内最小回波损耗为14.61 dB，最大插入损耗为0.52 dB，在Rx滤波器通带内的最小隔离度为53.46 dB；Rx滤波器通带内最小回波损耗为14.16 dB，最大插入损耗为1.01 dB，在Tx滤波器通带内的最小隔离度为55.59 dB，双工器尺寸为8.089 9 mm×2.059 1 mm×0.302 mm，已完全满足指标要求，并且具有相对带宽大、隔离度高、插入损耗低的优点，为设计高性能双工器提供了可行性。
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图 6 同一个磁芯不同匝比的驱动波形图
Figure 6. Driving waveform diagram of the same magnetic core with different turns
图 7 不同款磁芯在相同匝比时的驱动波形
Figure 7. Driving waveform of different magnetic cores at the same turn ratio
图 11 三种状况下两开关漏源电压
Figure 11. Drain-source voltage of two switches under three conditions
图 13 开关串联SiC MOSFET测试电路实验平台
Figure 13. Switch series SiC MOSFET test circuit experimental platform
图 16 高重频实验和脉宽变换实验
Figure 16. High repetition frequency experiment and pulse width transformation experiment
图 19 10 kV下不同驱动电压的负载脉冲电压波形
Figure 19. Load pulse voltage waveform of different driving voltages at 10 kV level
表 1 两款芯片性能对比
Table 1. Comparison of the performance of the two chips
chip
typedrive
channeldrive
current/Arise
time/nsdrive
voltage/V2EDF9275 2 4 6.5 20 IXDN614 1 14 25.0 4.5～35 
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表 2 三款磁环型号
Table 2. Three magnetic ring models
core model core material core model core size Ⅰ nanocrystal CMC020012008H 20 mm×12 mm×8 mm Ⅱ nanocrystal CMC030020010H 30 mm×20 mm×10 mm Ⅲ manganese-zinc
ferriteB64290L0632X035 20 mm×12 mm×8 mm
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表 3 实验对照组信息
Table 3. Control group information
experiment number core model ratio 1 Ⅰ 1∶1 2 Ⅰ 1∶2 3 Ⅰ 4∶4 4 Ⅰ 6∶6 5 Ⅱ 1∶1 9 Ⅲ 1∶1
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