脉冲功率系统通过对一定能量的时间宽度进行压缩，产生高输出功率和短脉冲。随着脉冲功率技术的发展，相比高输出功率以及高脉冲能量，输出脉冲波形，特别是上升时间直接影响具体应用能否达到预期效果。开关是脉冲功率系统中的关键器件，起着隔离充电回路与放电回路、陡化脉冲波形的作用，决定着系统的输出功率、使用寿命以及重复率^[1]。开关技术是脉冲功率技术中的核心技术，由功率半导体器件通过串并联组成的电子阵列开关在百kV以下脉冲功率源中有重要的应用，其最大的特点是高重复频率。同步触发技术、驱动技术、均压均流技术等是半导体开关的关键技术。在功率半导体器件中，IGBT具备较高的通流能力和较小的通态压降，并以其相对紧凑的尺寸和高重复率，展示了其在脉冲功率系统中处理许多挑战的潜力^[2]。本文探究了可应用于串并联的IGBT快速驱动电路。开关的开通时间是其应用的重要参数，但半导体器件的米勒平台效应限制了器件的导通时间。常规的栅极驱动电路拓扑结构运用了电压驱动的方式，IGBT的最大驱动电压受到栅极击穿电压的限制^[3-4]。目前存在的大多数IGBT驱动电路的设计思想是基于LC谐振技术^[5]，但是这些电路只能降低栅极驱动的损耗，对于IGBT导通速度的提升并不是十分的明显。另一种驱动方案是将电感作为恒流源放电，可以有效地减小栅极与集电极间电容充电时间，驱动效果好，IGBT导通速度快。本文采取过压驱动的方式，为栅极提供60 V驱动电压，缩短驱动脉冲的上升时间，提高驱动信号的电流水平，以缩短器件的开通时间。

1.   驱动电路原理

在脉冲功率系统中，IGBT在通态和断态之间切换，以实现对输出脉冲的控制。IGBT为压控器件，其寄生电容和寄生电阻是决定开关特性的重要因素，其中栅极-发射极电容和栅极-集电极电容(即米勒电容)是设计驱动电路的主要影响因素。栅极电容与电压相关，其影响随着v_CE升高而下降。IGBT的导通过程如图 1所示。驱动电压向栅极-发射极电容充电，达到IGBT开通阈值电压时，集电极电流开始上升，集电极-发射极电压下降，接着继续向输入电容充电至米勒平台，集电极电流达到峰值，集-射极电压下降至通态压降，故驱动IGBT开通的过程实质是对栅极电容进行充电。所以需要提高驱动电路输出的瞬时功率，减小驱动电路中的分布电感以及分布电容，提高驱动信号的脉冲电压上升率。开关的动态特性可以通过增大开关的栅极电压来提高^[3]，同时也需提供尽量大的电流为输入电容快速充电，使开关的开通速度大大提高。但过高的栅极电压会造成栅极氧化层击穿，使器件失效，因此需要选取合适的栅极电压值。本文选择将驱动电压提高至60 V，然后继续保持栅极大于15 V的电压，维持脉宽200 ns，使IGBT保持开通状态。同时，整个驱动电路应满足低电阻、低电感和高电流的要求。这种过驱动的方法是基于半导体器件可以允许瞬态过载，故提供了高于一般驱动方法的栅极电压，为栅极提供较大幅度及较快前沿的驱动信号^[6]。驱动电路原理框图如图 2所示，脉冲触发信号和经Boost电路升压后的电源信号输入驱动芯片，为了满足驱动信号升压以及电气隔离的需要，芯片输出的信号经变压器升压后作为IGBT栅极驱动信号。IGBT集电极与发射极之间连接Blumlein线^[7]与负载。

图  1  IGBT开关过程

Figure  1.  Switching process of IGBT

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图  2  驱动电路原理框图

Figure  2.  Gate driving block diagram

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本文选择的IGBT型号为IRG7PH50UPbF，耐压为1200 V，室温下可通过直流电流140 A。在实际工作中，开关两端所加电压为1 kV，工作频率为100 Hz。其允许的最大连续栅极-发射极电压为30 V，栅极的抗击穿电压在100 V左右。栅极过压驱动的方式对开关的寿命有一定影响，其对IGBT寿命和可靠性的影响主要表现在栅极氧化层击穿方面。氧化层击穿分两种情况：瞬时击穿与经时击穿。本文选择的栅极驱动电压控制在了安全范围内，避免瞬时电压过大导致氧化层击穿而损坏开关；经时击穿是威胁开关寿命的重要机制，其原因是施加电应力过程中缺陷在氧化层内部产生并积聚。国内外研究对氧化层经时击穿及寿命预测均进行了说明^[8-9]，因栅极过压驱动寿命评估需要专用仪器设备，故本文未做讨论。在后续工作中，将对开关寿命问题进行进一步的探究。

2.   驱动电路设计

根据上文，驱动电路需要满足输出的驱动信号要有陡峭的前沿，且栅极电流尽可能大。驱动电路的设计可以选择分立元器件搭建或者使用市面上已存在的驱动芯片来实现。本文采用了驱动芯片，有利于提高整个电路的紧凑性，并且降低了故障排除的困难。本文选择了IXYS公司的IXDN614驱动芯片，芯片的最高输出电压为35 V，最大可提供14 A的电流，其内部电路消除了交叉传导和电流直通，从而避免了驱动电路的闩锁，同时具有较短的上升时间和较低的输出阻抗。为使驱动电流达到最大，本电路将两路输出并联使用。

根据驱动芯片的特点，随着芯片输入电压的增大，输出的驱动信号电压的上升速度越快，故选择尽量高的驱动电压。本文选取升压稳压器LMR64010组成电源的Boost升压电路，该升压稳压器输出电压最高可达40 V，在驱动电路中为驱动芯片提供30 V的稳定电压。

驱动芯片产生的脉冲信号还需经变压器升压。变压器的性能影响着驱动信号的质量。根据电路特点，本文设计了平面变压器。变压器的等效电路如图 3所示^[10]。

图  3  平面变压器等效电路

Figure  3.  Equivalent circuit of planar transformer

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磁芯选择使用FERROXCUBE公司生产的磁芯，型号为E14/3.5/5/R与I PLT14/5/1.5。其有效截面积为14.2 mm²。由于变压器绕组间存在漏感，绕组和变压器其他零件之间存在分布电容。在脉冲上升阶段，脉冲前沿t_r可表示为

由式(1)可以看出脉冲前沿的大小与变压器变比的平方n²和漏感L_s成正比，与阻抗R_h成反比。

由于励磁电感的存在，脉冲的平顶部分会出现顶降的现象，顶降表达式为^[11]

式中：L_m为励磁电感；t_k表示脉宽。由此可以看出，顶降与负载成正比，与变比的平方和励磁电感成反比，与阻抗成正比。因此减小上升前沿与减小顶降两者之间相互制约。故需要权衡前沿与顶降的影响。综合考虑上述要求及励磁电感的影响拟将初级绕组定为4匝，次级为8匝，变比为1∶2。初次级各两层线圈并联，绕组以S-P-S-P的方式进行排布。变压器模型如图 4所示。

图  4  变压器模型

Figure  4.  Model of transformer

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绕组选取PCB板敷铜，选择两盎司铜箔，其厚度约为0.07 mm。绕组距磁芯中间部分1 mm，外圈尺寸为9 mm×7 mm, 内圈尺寸为7 mm×5 mm，初级绕组宽度为0.46 mm，绕组间距0.08 mm，次级绕组宽度为0.19 mm，绕组间距0.08 mm。PCB板总厚度为1.6 mm，共4层铜箔，初次级各2层并联，中间每层绝缘层厚度约为0.44 mm。

3.   实验验证

驱动信号波形如图 5所示，驱动信号幅值为61.2 V，略高于理论值60 V，由于励磁电感的影响，信号有一定的顶降；上升沿(10%~90%)为148 ns左右。未通过变压器前，芯片输出的信号幅值为32 V，上升沿(10%~90%)为69 ns左右。二者相比，增加变压器后，脉冲前沿有一定程度的减缓。但在实际电路中，变压器在升压的同时可以起到电气隔离的作用，故驱动电路中设置变压器是必要的。在后续研究中将进一步对变压器进行优化。

图  5  驱动信号波形

Figure  5.  Driving signal

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利用如图 6所示Blumlein双线结构对IGBT在此驱动电路下的开关性能进行测试，测试电压为1 kV，负载电阻为3.8 Ω。通过实物进行实验测试，实验测得负载所产生的脉冲宽度(半高宽)约为140 ns，图 7为驱动电路及脉冲形成网络实物图。脉冲前沿(10%~90%)为40 ns。经计算得，通过IGBT的脉冲电流为470.53 A，其di/dt为9.41 A/ns，实验测试结果如图 8所示。根据Datasheet所提供的数据，在一般工作状态下IGBT可通过的最大电流为50 A，上升前沿为40 ns，故di/dt为1.25 A/ns。所以本文所使用的方法相比普通驱动方法di/dt提高了7.53倍。

图  6  脉冲形成网络

Figure  6.  Circuit of pulse forming network

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图  7  驱动电路及脉冲形成网络实物图

Figure  7.  Board of driving circuit and pulse forming network

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图  8  实验结果

Figure  8.  Experimental result

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同时，实验分别将栅极电位提高到24 V和48 V，测试其电流上升速率，结果对照如表 1所示。可以看出，随着驱动电压的升高，电流上升速率逐渐提高。

表  1  实验结果对照

Table  1.  Results of experiments

gate voltage/V	(di/dt)/(A·ns-1)
15(suggested by datasheet)	1.25
24	5.73
48	7.58
60	9.41

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4.   结论

本文研究了一种应用于脉冲功率系统的IGBT快速驱动电路，并阐述了设计原理，完成驱动电路实物，并利用Blumlein双线结构对其工作性能进行实验证。通过实验，IGBT在1000 V工作电压、3.8 Ω的负载条件下，脉冲电流为470.53 A，脉冲前沿(10%~90%)为40 ns，di/dt可达到9.41 A/ns，相比现有研究成果，di/dt得到提高，同时电路体积较小、紧凑性较强，可以应用于串并联阵列。