电源是高功率微波系统的重要组成部分，为了满足系统对小型化与轻量化的需求，如何在保证功率与效率情况下减小电源的体积与重量成为了需要解决的问题。高频交流链接技术(HF AC-link)与传统的DC-link技术相比，减少了AC-DC-AC中的直流变换部分，省去了包括中间储能电容在内的大量元件，从而使电源结构更加紧凑^[1]。文献[1-5]基于此技术路线提出的新型充电电源，具有高功率密度、高效、高功率因数的特点。AC-link充电电源的控制策略对得到的三相电网电压频率、相位以及各相幅值信息的精度要求很高。传统的锁相环采用过零比较的方法，检测速度慢且易受干扰，在非理想电网状态下无法精确有效地锁定相位信息^[6]，不能保证电源的稳定工作。文献[7-8]针对单同步坐标系软件锁相环(SSRF-SPLL)进行了研究，虽然在速度与精度上得到了大幅度提高，但依然无法在三相电压不平衡状态下达到锁相的目标。文献[9-10]中的解耦双同步坐标系软件锁相环(DDSRF-SPLL)针对前者的缺陷，通过对电网电压正负序分量的坐标变换与解耦，可在输入三相电压不平衡时实现对电压相位、频率的检测。同时，为得到精确的电压幅值信息，本文利用FIR滤波器稳定性好、线性相位严格的特点，对采集的输入三相线电压进行软件滤波提取其基波幅值信息，并通过仿真和实验验证了该方法的正确性。

1.   模型的建立与仿真

1.1   DDSRF-SPLL仿真模型的建立

基于AC-link技术的充电电源的结构如图 1所示，主要由滤波器、开关矩阵、串联谐振电路、高频变压器以及整流电路组成。根据三相电压的正负与大小关系，可将一个周期分为如图 2所示的12个工作区间，在每个区间内选择幅值最大的两个线电压作为谐振电路的激励电压，基于电荷控制理论控制两个电压的接入时间即可实现较高的功率因数。为保证电源的稳定运行，需准确判断每个时刻所处的工作区间并得到实时的电压幅值。

图  1  AC-link充电电源结构

Figure  1.  Structure of AC-link power supply

下载: 全尺寸图片 幻灯片

图  2  AC-link充电电源的12个工作区间

Figure  2.  12 working areas of AC-link power supply

下载: 全尺寸图片 幻灯片

判断电源所处的工作区间可通过锁相环来实现，为保证电源在非理想电网情况下的正常工作，本文使用解耦双同步坐标系软件锁相环(DDSRF-SPLL)。如图 3所示的αβ坐标系与dq坐标系转换向量图中包括正负两个旋转坐标系，分别以ω的角速度顺时针与逆时针旋转，只需控制正序q轴分量U_q=0，即可保证旋转角度θ=ωt，从而达成锁相。如图 4所示，DDSRF-SPLL主要由坐标变换、解耦、低通滤波、PI调节、参数计算组成，针对AC-link充电电源，可得到的信息有频率、相位以及根据相位计算的电源工作区的分区情况。

图  3  DDSRF-SPLL向量图

Figure  3.  Phasor diagram of DDSRF-SPLL

下载: 全尺寸图片 幻灯片

图  4  DDSRF-SPLL原理图

Figure  4.  Principle diagram of DDSRF-SPLL

下载: 全尺寸图片 幻灯片

图 4中，U_ab，U_bc，U_ca分别为三相输入线电压，abc/dq⁺与abc/dq^－分别为常规坐标系转化为正序、负序dq坐标系模块，U_d⁺¹，U_q⁺¹，U_d^－1，U_q^－1分别为正负序dq坐标系下的d轴与q轴分量。以上4个分量分别进入Decoupling即解耦模块中，输出的U_d^*+1，U_q^*+1，U_d^*－1，U_q^*－1分量即为解耦后的正负序分量，再经过LPF低通滤波模块得到可作为控制量使用的4个正负序分量U_d^*+，U_q^*+，U_d^*－，U_q^*－。根据前文中的理论分析，将正序dq坐标系的q轴分量U_q^*+经PI调节，经计算可得到电压实时相位θ与频率f，将相位θ输入Area模块处理可得到电源所处的实时工作区间。

1.2   DDSRF-SPLL仿真结果

假定电网处于非理想状态下，设置a相初始相位为0°，三相输入电压分别为380，340，420 V且都含有10%的5次以及7次谐波，0.15 s时，电压频率由50 Hz突变为55 Hz，这种情况下，仿真结果如图 5所示。

图  5  存在谐波时DDSRF-SPLL仿真结果

Figure  5.  Simulation results of DDSRF-SPLL with harmonic

下载: 全尺寸图片 幻灯片

图 5分别显示了在非理想状态下锁相环正序分量U_q以及计算出的频率f、相位θ和工作区间(为了方便观察，对工作区间的编号进行了扩大处理)。分析仿真图的结果可以得知，在非理想输入状态下，锁相环正序分量U_q在0附近存在小幅波动，这主要是因为谐波造成的，在频率发生突变时，锁相环能够在5 ms内达到锁相的目的。与此同时，锁相环可准确计算出的频率、相位以及工作区间，达到设计目标。针对存在小幅波动的正序分量U_q与频率，可以使用滤波器予以滤除。

1.3   FIR滤波器的设计与验证

经仿真验证，解耦的双同步锁相环能够在电网非理想状态下实时跟踪电压的信息，为AC-link充电电源选择准确的工作区间。由于锁相环只能够提供合成电压u_d的电压值，另一个重要的控制参数三相线电压就需要通过其他途径采集。FIR滤波器具有稳定性好、线性相位严格的特点，将硬件电路采集到的电压信号通过A/D转换再输入到FIR滤波器中，滤除2次以上的谐波获得线电压的基本幅值，再将得到的这些数据根据滤波器的时延特性进行补偿，即可作为AC-link电源的控制参数使用。

FIR滤波器的最大特点是线性延迟，其延时与频率无关，延时周期计算式为

式中：T为延时的周期数；N为FIR滤波器的阶数。根据这一特性，使用Matlab设计一个128阶的FIR滤波器，目标是滤除90 Hz以上的谐波，采样频率为10 kHz。

FIR滤波器的仿真结果如图 6所示，设计的滤波器可以很好地达到剔除基波以外谐波的作用，同时，其延时为6.35 ms，符合理论预期，只需在使用时对其进行延时补偿即可作为控制参数使用。

图  6  FIR滤波器仿真结果

Figure  6.  Simulation result of FIR

下载: 全尺寸图片 幻灯片

2.   硬件平台的搭建与测试

在分别对锁相环和滤波器进行仿真验证了正确性后，基于DSP2812芯片编写了控制程序，并进行实地测试。测试平台主要由三相交流源、电压采集电路、DSP开发板以及PC组成，硬件结构框图如图 7所示。电压采集电路(Sampling circuit)将从三相交流源中采集到的三相线电压(U_ab，U_bc，U_ca)变成弱电信号，同时也可以实现测试操作端与电源的强弱电隔离。采集到的电压信号输入DSP芯片中分为两路，一路进入锁相环(DDSRF-SPLL)程序进行相位检测，一路进入FIR滤波器用来提取线电压的基波值。电压选择模块使用锁相环所计算出的工作区间判断出当前电压值较高的两个线电压作为电源的激励电压，并通过对线性延时处理后的滤波器得到实时的电压值。

图  7  硬件结构框图

Figure  7.  System hardware structure

下载: 全尺寸图片 幻灯片

实验中，设置输入三相线电压分别为380，340，420 V且含有10%的5次与7次谐波，电压频率由50 Hz变化为55 Hz。使用CCS采集DSP中实时计算的频率、相位、电压等信息并绘图，结果如图 8所示。

图  8  硬件测试结果

Figure  8.  Hardware test results

下载: 全尺寸图片 幻灯片

图 8分别为50 Hz与55 Hz下，FIR滤波器的滤波结果以及锁相环所计算的电压相位与工作区间结果(为方便观察，对相位与工作区间进行了放大处理)。结果表明，在非理想输入且频率存在突变的情况下，FIR滤波器能够准确提取基波电压幅值，锁相环能够准确锁相并提供相位与工作区域划分信息，达到了设计目标。

3.   结论

本文针对AC-link充电电源对控制参数的需要，分别使用解耦双同步锁相环与FIR滤波器提取相位信息与电压基波幅值。基于DSP2812芯片编写了控制程序进行测试，结果表明：在输入三相电压不平衡且存在谐波的情况下，锁相环在不同的电网频率中都能够准确输出电压相位实现锁相目标；FIR滤波器在各情况下均能准确提取电压幅值信息，从而提高在非理想输入情况下的适应性。由于对控制参数需求的相似性，此种方法也可推广用于采用AC-link技术的其他电力电子设备中，避免因电网输入波动造成的参数提取错误导致的控制错误，大幅提高工作适应性与稳定性，具有很高的应用潜力与实用价值。