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G波段500 W带状注扩展互作用速调管设计研究

张长青 冯进军 蔡军 潘攀

张长青, 冯进军, 蔡军, 等. G波段500 W带状注扩展互作用速调管设计研究[J]. 强激光与粒子束, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
引用本文: 张长青, 冯进军, 蔡军, 等. G波段500 W带状注扩展互作用速调管设计研究[J]. 强激光与粒子束, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
Zhang Changqing, Feng Jinjun, Cai Jun, et al. Design of G-band 500 W sheet beam extended-interaction klystron[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
Citation: Zhang Changqing, Feng Jinjun, Cai Jun, et al. Design of G-band 500 W sheet beam extended-interaction klystron[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195

G波段500 W带状注扩展互作用速调管设计研究

doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
基金项目: 国家自然科学基金重点项目(61831001)
详细信息
    作者简介:

    张长青(1982—),男,博士,工程师,主要研究方向有太赫兹真空电子器件;c.q.zhang@163.com

    通讯作者:

    冯进军(1966—),男,博士,研究员,主要研究方向有微真空电子学、大功率微波真空电子器件技术;fengjinjun@tsinghua.org.cn

  • 中图分类号: TN101

Design of G-band 500 W sheet beam extended-interaction klystron

  • 摘要: 针对太赫兹频段实现高功率面临物理机制上的难题,设计了一个G波段带状注速调管,展示了基于非相对论带状电子注和扩展互作用技术所能达到的功率水平以及影响性能的物理因素。文中设计基于电压24.5 kV、电流0.6 A,1 mm×0.15 mm的椭圆电子注,以及与之相匹配的互作用系统,即横向过尺寸哑铃型多间隙谐振腔,可以实现高功率和高增益。三维PIC仿真结果显示,在考虑实际腔体损耗的情况下,能够获得超过500 W的功率,电子效率和增益分别达到3.65%和38.2 dB。研究发现,输出功率和效率的提升很大程度上受到多间隙腔模式稳定性以及电路欧姆损耗的制约;输出腔的欧姆损耗对输出功率影响尤为显著,工程设计需要特别考虑。本文的研究为高频段带状注扩展互作用器件的研发打下了良好的基础。
  • 图  1  多间隙哑铃型谐振腔示意图

    Figure  1.  Schematic diagram of multi-gap dumbbell resonator

    图  2  横向模式频率随谐振腔中间段宽度w的变化

    Figure  2.  Variation of transverse mode frequency with the width w

    图  3  多间隙腔的轴向模式分布

    Figure  3.  Axial modes of the multi-gap cavity

    图  4  2π和π/(N−1)模的模式间隔随间隙数目的变化

    Figure  4.  Mode separation of the 2π and π/(N−1)as a function of the gap number

    图  5  七间隙腔轴向模式的归一化电场分布

    Figure  5.  Normalized electric field distribution of the aixal modes for seven-gap cavity

    图  6  电场Ez沿横向的分布均匀性

    Figure  6.  Distribution uniformity of electric field Ez along transverse direction

    图  7  高斯波形的发射电流

    Figure  7.  Emission current with Gaussian pulse waveform

    图  8  输出腔电路模型以及高斯电子注团的群聚特性

    Figure  8.  Circuit model of output cavity and bunching characteristics of Gaussian electron beam clusters

    图  9  输出腔端口信号随时间的变化及其FFT频谱

    Figure  9.  Output cavity port signal as a function of time and its FFT spectrum

    图  10  输出腔的输出功率随腔体损耗的变化

    Figure  10.  Variation of output power with output cavity loss

    图  11  输出腔的3 dB带宽图

    Figure  11.  3 dB bandwidth of output cavity

    图  12  输出功率随输入功率的变化曲线

    Figure  12.  Output power versus input power

    图  13  高频互作用系统仿真模型及电子注群聚状态

    Figure  13.  Simulation model of high frequency interaction system and electron beam bunching state

    图  14  带状注电子注在均匀聚焦磁场以及RF场调制下的传输特性

    Figure  14.  Transmission characteristics of the sheet beam under a uniform focusing magnetic field (Bz) along with RF modulation

    图  15  输入功率为80 mW下,输出功率和增益随频率的变化

    Figure  15.  Output power and gain as a function of frequency with an input power of 80 mW

    表  1  七间隙腔冷腔特性参数计算结果

    Table  1.   Calculated characteristic parameters of the seven-gap cavity

    modef0/GHz(R/Q)/ΩMQ0
    220.7949296.11/20.2911455
    π/6221.9730236.44/20.0382465
    2π/6226.7687249.426/20.0029515
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    [20] 王战亮, 宫玉彬, 魏彦玉, 巩华荣, 岳玲娜.  周期凸起磁场聚焦带状电子注的3维粒子模拟 . 强激光与粒子束, 2007, 19(12): 0- .
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出版历程
  • 收稿日期:  2020-07-10
  • 修回日期:  2020-08-25
  • 网络出版日期:  2020-09-06
  • 刊出日期:  2020-10-01

G波段500 W带状注扩展互作用速调管设计研究

doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
    基金项目:  国家自然科学基金重点项目(61831001)
    作者简介:

    张长青(1982—),男,博士,工程师,主要研究方向有太赫兹真空电子器件;c.q.zhang@163.com

    通讯作者: 冯进军(1966—),男,博士,研究员,主要研究方向有微真空电子学、大功率微波真空电子器件技术;fengjinjun@tsinghua.org.cn
  • 中图分类号: TN101

摘要: 针对太赫兹频段实现高功率面临物理机制上的难题,设计了一个G波段带状注速调管,展示了基于非相对论带状电子注和扩展互作用技术所能达到的功率水平以及影响性能的物理因素。文中设计基于电压24.5 kV、电流0.6 A,1 mm×0.15 mm的椭圆电子注,以及与之相匹配的互作用系统,即横向过尺寸哑铃型多间隙谐振腔,可以实现高功率和高增益。三维PIC仿真结果显示,在考虑实际腔体损耗的情况下,能够获得超过500 W的功率,电子效率和增益分别达到3.65%和38.2 dB。研究发现,输出功率和效率的提升很大程度上受到多间隙腔模式稳定性以及电路欧姆损耗的制约;输出腔的欧姆损耗对输出功率影响尤为显著,工程设计需要特别考虑。本文的研究为高频段带状注扩展互作用器件的研发打下了良好的基础。

English Abstract

张长青, 冯进军, 蔡军, 等. G波段500 W带状注扩展互作用速调管设计研究[J]. 强激光与粒子束, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
引用本文: 张长青, 冯进军, 蔡军, 等. G波段500 W带状注扩展互作用速调管设计研究[J]. 强激光与粒子束, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
Zhang Changqing, Feng Jinjun, Cai Jun, et al. Design of G-band 500 W sheet beam extended-interaction klystron[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
Citation: Zhang Changqing, Feng Jinjun, Cai Jun, et al. Design of G-band 500 W sheet beam extended-interaction klystron[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2020, 32: 103003. doi: 10.11884/HPLPB202032.200195
  • 扩展互作用速调管(EIK)是一种以多间隙谐振腔作为高频互作用电路的真空电子器件[1],一般工作在毫米波及以上频段。它具有结构紧凑、单位体积输出功率大、高增益和高效率等优点,可用于卫星通讯、气象雷达以及空间领域[2-6]。多间隙谐振腔本质上是一种周期结构,具有高特性阻抗和大功率容量,因此EIK在保留普通速调管高增益、高功率和高效率优点的同时,具有更高的功率带宽积。在W波段,典型的EIK可以达到1 kW以上的峰值输出功率,带宽达到2 GHz[7];在263 GHz,已经实现20 W峰值功率输出,带宽800 MHz[8]。然而,普通EIK器件采用圆形电子注工作,电子注电流受到通道尺寸的限制,制约了器件的功率水平。而且,随着工作频率进一步升高,功率水平还会大幅下降。另一方面,作为一种提高功率水平的有效方法,带状电子注器件的研究一直处在真空电子器件领域前沿。但由于带状注的长距离稳定传输问题始终没能很好解决,因此无论是带状注速调管还是带状注行波管,发展都遇到了瓶颈,目前高频通过率仍无法满足实用要求。

    带状注技术与扩展互作用技术的结合,为上述两个方面的难题提供了解决方案。一方面,采用大电流带状注,EIK器件的功率水平可以提升1个数量级;另一方面,由于多间隙腔较高的特性阻抗,使得EIK器件的单位长度增益高,因而互作用电路很短,一般不超过2 cm。这极大缓解了带状注长距离传输的压力。极短的互作用电路还使得EIK器件可以采用单周期永磁聚焦的方式,在高达0.8~1 T的均匀磁场下,进一步提高工作电流成为可能。2014年,美国海军实验室研制出W波段带状注EIK[9],输出功率达到10 kW,电子注动态流通率达到98.5%。该工作展示了带状注EIK的巨大潜力,海军实验室下一步工作是发展G波段带状注EIK[10]。目前,国内在毫米波气象雷达、高分辨率SAR和太赫兹成像雷达等方面已经对高性能G波段EIK提出了迫切需求。因此,本文设计了一个G波段带状注高功率EIK,重点讨论了多间隙腔的模式以及输出腔的设计,最终获得了整管输出功率、增益、带宽等性能参数。

    • 整体设计参数为:电压V0=24.5 kV,电流I0=0.6 A,电子注尺寸1 mm×0.15 mm。在该参数下,一个椭圆电子注的传输电流密度约为509 A/cm2,由[11]

      $${B_{\rm{r}}}={\left( {\frac{{\sqrt 2 {I_0}}}{{{S_{\rm{e}}}\gamma {\varepsilon _0}{\eta ^{3/2}}V_0^{1/2}}}} \right)^{1/2}}$$ (1)

      计算得到布里渊磁场Br≈0.259 T。其中,Se为带状注的截面面积,γ为相对论因子,ε0为真空介电常数,η为电子荷质比,式中所有物理量均采用国际单位。考虑到目前热阴极的发射能力[12]Jc~50 A/cm2,以及永磁材料能够实现的均匀磁场0.85~1 T,上述电子注参数处在合理范围内。

      电子注横向宽度为1 mm,考虑到通道宽度必定大于该尺寸,可以得到通道模式的截止频率最大为150 GHz,远低于工作频率220 GHz。因此,设计中需要考虑模式稳定性问题,要尽可能减少通道模式以及高次模式。

      高频电路采用哑铃型谐振腔[13],结构如图1所示。对工作模式而言,哑铃型谐振腔的中间段可视为一个截止波导,因此腔体工作频率取决于中间波导段的高度h,而几乎与宽度w无关。这种特性使其可以在给定频率下任意延伸横向宽度,从而能够与需要的电子注尺寸配合,因此十分适合大宽高比带状注。

      图  1  多间隙哑铃型谐振腔示意图

      Figure 1.  Schematic diagram of multi-gap dumbbell resonator

      对高频电路横向宽度的限制主要来自于模式竞争的考虑。图2给出了横向上基模(工作模式)TM110、第一高阶模TM210和第二高阶模TM310的频率随w的变化。可以看到,基模的频率随宽度w的变化相对比较平坦,而高次模的频率则迅速减小。当w=2 mm时,第一高阶模式的频率为224.6267 GHz,距离工作模式已经很近。尽管该模式为反对称模式,但是理论和仿真分析已经表明[14-15],只要满足与电子注的同步条件,该模式就可以被激励起来。为了使其与工作模式具有足够大的间隔,w应小于2 mm,综合考虑其它因素,最终给出w=1.55 mm,此时TM210模式的频率为237.1 GHz。

      图  2  横向模式频率随谐振腔中间段宽度w的变化

      Figure 2.  Variation of transverse mode frequency with the width w

      除横向外,多间隙腔还存在纵向模式分布[16]。对于N个间隙,存在N个轴向模式,这些模式可以被标记为mπ/(N−1)模,其中m=0,1,2,…,N−1为轴向模式指标,N为间隙数目。图3给出了横向上为基模时,哑铃型多间隙腔的轴向模式分布。轴向模式都具有较强的纵向电场分量,原则上其中任何一个模式都可以作为工作模式。这也意味着,若其满足同步条件,则会成为强烈的竞争模式。出于稳定性的考虑,一般选择频率最低的2π模式(即m=0的模式)作为工作模式,本文亦是如此。此外,在所有轴向模式中,2π模具有最大的特性阻抗R/Q,因此同样腔体长度下增益可以更高,总电路长度也更短。

      图  3  多间隙腔的轴向模式分布

      Figure 3.  Axial modes of the multi-gap cavity

      增加间隙数目可以提高特性阻抗,但是轴向模式的数目就会增加,同时模式间隔变小。从图3可以看到,m指标较小的模式之间距离较近,尤其是2π模和第二个轴向模式(π/(N−1))之间的频率间隔最小。这两个模式的频率间隔Δf是决定间隙数目上限的主要因素之一。模式工作稳定性要求[17]:Δf>(WB1WB2)/2,其中WB为模式的3 dB响应带宽,其定义为:WBfL/QL,其中fL为腔体的有载频率,QLQ0Qe /(Q0Qe)为腔体的有载品质因子,Q0Qe分别为腔体的固有品质因子和外观品质因子。在没有外部耦合情况下,即中间腔,有fLf0QLQ0图4给出了2π和π/(N−1)模的间隔间隙随间隙数目的变化。图中竖杆代表了模式3 dB响应带宽。可以看出,当间隙数目增加到11时,2π模和π/(N−1)模开始出现重叠。因此,对于中间腔,最大可采用的间隙数目为10。

      图  4  2π和π/(N−1)模的模式间隔随间隙数目的变化

      Figure 4.  Mode separation of the 2π and π/(N−1)as a function of the gap number

    • 对于过模腔体和多间隙腔,模式是设计中需要优先考虑的问题。在此基础上,带状注哑铃型谐振腔的设计还需要考虑四个物理参数,即:特性阻抗、耦合系数、品质因子以及电场均匀性。结合前面的分析,选择七间隙腔作为基准,给出其优化设计。

      特性阻抗表征了给定功率下可以建立起来的间隙电场大小。因此特性阻抗越大,意味着互作用越强。但对多间隙腔而言,还需要满足一个前提条件,即与电子注同步。在冷腔设计中,同步特性可以通过耦合系数来表征。式(2)和式(3)分别给出了特性阻抗和耦合系数的定义。

      $$\frac{R}{Q}=\frac{{{{\left( {\displaystyle\int_{ - \infty }^\infty {\left| {{E_{\textit{z}}}} \right|{\rm{d}}{\textit{z}}} } \right)}^2}}}{{2\omega {W_{\rm{s}}}}}$$ (2)
      $$M=\frac{{\left| {\displaystyle\int_{ - \infty }^\infty {{E_{\textit{z}}}{{\rm{e}}^{{\rm{j}}\beta z}}{\rm{d}}{\textit{z}}} } \right|}}{{\displaystyle\int_{ - \infty }^\infty {\left| {{E_{\textit{z}}}} \right|{\rm{d}}{\textit{z}}} }}$$ (3)

      其中,Ez是沿着轴向的电场形状,ω=2πf是模式的角频率,Ws是腔体的储能,β是电子注的直流传播常数。表1列出了七间隙腔前三个模式的计算结果。

      表 1  七间隙腔冷腔特性参数计算结果

      Table 1.  Calculated characteristic parameters of the seven-gap cavity

      modef0/GHz(R/Q)/ΩMQ0
      220.7949296.11/20.2911455
      π/6221.9730236.44/20.0382465
      2π/6226.7687249.426/20.0029515

      表1中可以看出,高阶轴向模式的特性阻抗与基模在同一水平,这反映了高阶轴向模式在互作用能力上与基模是相同的。但由于同步设计,高阶模式的耦合系数远小于工作模式,意味着只有基模(即工作模式)能够实现与电子注的能量交换,高阶轴向模式与电子注耦合很弱,从而保证了工作模式的稳定性。从表1中还可以看出,模式每增加一阶,耦合系数近似减小一个数量级。因此,在设计中一般重点关注距离工作模式最近的一个轴向模式。

      此外,从式(3)可以注意到,在给定电压下,耦合系数是一个只与纵向场形Ez有关的物理量,并且只取决于Ez的形状因子。图5给出了七间隙腔前三个轴向模式的归一化场形。可以看出,对于多间隙腔而言,不同轴向模式具有唯一确定的轴向电场分布。这正是导致不同轴向模式与电子注同步特性差异的根本原因,也是周期驻波器件与电子注同步的基本机制。

      图  5  七间隙腔轴向模式的归一化电场分布

      Figure 5.  Normalized electric field distribution of the aixal modes for seven-gap cavity

      固有品质因子Q0反映了谐振腔的欧姆损耗。在铜的理想电导率下,工作模式的Q0约为738.7。若考虑实际因素,采用一个降低的电导率2.2×107 S/m,则Q0降为455。在太赫兹频段,实际的Q0很大程度上受加工因素以及腔体焊接性能的影响,难以准确获知。然而,理解Q0降低所带来的影响,对EIK设计非常重要。这一点在输出腔设计部分可以看到。

      采用哑铃型谐振腔,可以在横向上获得平坦的场形分布。图6给出了纵向电场Ez沿横向x的分布。可以看到,在电子注宽度内,电场非常平坦。定量地,从中心到两端,R/Q变化10%给出一个横向距离约为1.18 mm,电场均匀区域占通道宽度98%以上(电子注通道宽度为1.2 mm),可以预期电子注在中间腔会受到均匀调制。

      图  6  电场Ez沿横向的分布均匀性

      Figure 6.  Distribution uniformity of electric field Ez along transverse direction

    • 输出腔在速调管设计中占有特殊地位。输出腔的功率提取能力和带宽基本上决定了整管的性能。为此,一般需要单独设计和优化输出腔,使输出功率、效率和带宽达到指标要求,再根据所需的增益和带宽来添加群聚腔。

      为了单独考察输出腔的功率提取能力,设置预群聚电子注对腔体进行激励。在CST-PIC仿真中,预群聚电子注可以通过具有高斯分布电流波形的电子注束团来实现,如图7所示。相邻两个高斯波形之间的距离设置为一个RF周期,从而保证1次谐波电流的频率与工作频率一致。通过对时域高斯分布电流波形做FFT变换,可以得到基波电流分量I0=0.6 A,与电子注直流大小相一致,1次谐波分量I1=0.732 A,则群聚电子注的调制系数I1/I0≈1.22。该值在合理范围内。

      图  7  高斯波形的发射电流

      Figure 7.  Emission current with Gaussian pulse waveform

      图8给出了输出腔仿真模型以及高斯电子注团的发射和群聚。输出腔采用了八间隙腔,耦合方式为在一侧的耦合腔上开耦合口,与外部波导相连接。其中,耦合口位于倒数第二个间隙中心,输出波导为WR4标准波导(1.092 mm×0.546 mm)。

      图  8  输出腔电路模型以及高斯电子注团的群聚特性

      Figure 8.  Circuit model of output cavity and bunching characteristics of Gaussian electron beam clusters

      基于预群聚电子注,对输出腔进行优化。图9给出了中心频率功率最大时,端口输出信号随时间的变化及其FFT频谱。此时,输出功率为512 W,对应的电子效率为3.48%。从图9(b)可以看到,输出功率只有1次谐波分量,且频率与驱动信号一致。

      图  9  输出腔端口信号随时间的变化及其FFT频谱

      Figure 9.  Output cavity port signal as a function of time and its FFT spectrum

      在太赫兹频段,损耗对输出腔的性能有很大影响。为了展示这一点,保持耦合口以及其它腔体尺寸不变,改变腔体材料的有效电导率,计算其输出功率,结果如图10所示。在电导率大小为2.6×107 S·m−1时,输出功率为496.1 W;随着电导率增加,即损耗减小,输出功率增大;在铜的理想电导率5.8×10 7 S·m−1时,输出功率达到656.6 W。因此,损耗增加导致了160.5 W的功率以热的形式耗散在输出腔内,超过端口输出功率的1/3。

      图  10  输出腔的输出功率随腔体损耗的变化

      Figure 10.  Variation of output power with output cavity loss

      最后,改变激励电子注团的频率,计算出输出腔的3 dB带宽,如图11所示。最大输出功率为512.3 W,位于220.1 GHz,从219.7 GHz至220.7 GHz,输出功率超过260 W,因此3 dB带宽达到1 GHz以上。由于这一带宽是在理想群聚电子注下获得的,因此它表征了实际输出腔所能达到的带宽上限。

      图  11  输出腔的3 dB带宽图

      Figure 11.  3 dB bandwidth of output cavity

    • 在输出腔的基础上,设计了完整的高频互作用系统,采用PIC模拟对其性能进行了检验。高频系统一共由四个腔体组成,除输出腔为八间隙腔外,其余腔体均为七间隙腔。输入腔和输出腔谐振频率与中心工作频率一致,两个中间腔频率略向高端偏谐约200 MHz,腔体频率基本上仍处于同步调谐的范围。由于目的在于检验是否可以达到输出腔的功率水平,因此这里不讨论参差调谐展宽频带的问题。仿真中考虑材料的有效电导率为2.6×107 S/m。

      图12给出了中心工作频率(220 GHz)处,输出功率随输入功率的变化曲线。可以看出,输入功率在80 mW时,输出功率达到饱和,约为538 W,对应的效率和增益分别为3.65%和38.2 dB。这一输出功率和效率与输出腔单腔设计基本一致,说明群聚段设计满足要求,达到了所需要的谐波电流分量;由增益可以看到,在腔体同步调谐条件下,采用两个中间腔即可获得高增益,这为进一步采用参差调谐展宽频带提供了条件。

      图  12  输出功率随输入功率的变化曲线

      Figure 12.  Output power versus input power

      图13显示了电子注的群聚状态。从图中可以看出,电子注在横向上具有比较均匀的能量分布,有利于后续降压收集极的设计,最低电子能量约为19.79 keV。图14给出了电子注在进入第2,3,4腔时,以及在输出腔末端时的群聚状态。

      图  13  高频互作用系统仿真模型及电子注群聚状态

      Figure 13.  Simulation model of high frequency interaction system and electron beam bunching state

      图  14  带状注电子注在均匀聚焦磁场以及RF场调制下的传输特性

      Figure 14.  Transmission characteristics of the sheet beam under a uniform focusing magnetic field (Bz) along with RF modulation

      图15给出了输入功率为80 mW时,输出功率和增益随频率的变化曲线。可以看到,等激励下可以获得约430 MHz的3 dB带宽。

      图  15  输入功率为80 mW下,输出功率和增益随频率的变化

      Figure 15.  Output power and gain as a function of frequency with an input power of 80 mW

    • 本文基于带状注电子注和哑铃型多间隙谐振腔,设计了一个G波段高功率扩展互作用速调管。在电压24.5 kV、电流0.6 A、电子注尺寸1 mm×0.15 mm的参数下,可以达到500 W的功率输出。这一功率水平远超出目前同频段圆形注器件的能力范围,展示了带状注器件的在高频率、高功率应用上的潜力。由于在太赫兹频段,腔体损耗增加、特性阻抗降低,为了获得高增益和高效率,需要采用较多间隙。然而,对于横向大尺寸的腔体以及多间隙腔,模式的数目、间隔及工作稳定性是腔体设计中需要关注的核心问题。分析表明,对于中间腔,从模式间隔角度,单腔间隙数目的上限为10;对于输出腔,由于外部耦合导致总Q值降低,尽管这有利于模式的稳定工作,但是模式的带宽增加,实际所需的模式间隔更大,因此进一步限制了可用的间隙数目。在本文中,采用了八间隙腔作为输出腔,三维PIC模拟显示其可以保持较好的工作稳定性。输出腔的能力基本上决定了整管的功率、效率和带宽。另一个关键因素是腔体的欧姆损耗。计算表明,相比于理想电导率时,考虑实际损耗后,接近1/3的功率以热的形式耗散在输出腔中。大量的热耗散功率对输出腔的热稳定性也造成了巨大压力。由此可见,降低腔体欧姆损耗,提高品质因数,对太赫兹扩展互作用速调管具有特殊的重要意义。

参考文献 (17)

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