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基于场路仿真的PCIe电磁干扰分析及优化设计

杨会 宋航 肖夏

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基于场路仿真的PCIe电磁干扰分析及优化设计

    作者简介: 杨 会(1990—),女,硕士研究生,主要研究方向为电磁兼容;693113741@qq.com.
  • 中图分类号: O441.4

PCIe electromagnetic interference analysis and optimization design based on co-simulation of field and circuit

  • CLC number: O441.4

  • 摘要: 采用电磁仿真技术,提前评估PCB的电磁兼容设计是否合理,当对PCB进行电磁兼容测试时,减少其电磁干扰不满足GMW 3097标准的情况出现。首先对PCB进行3D电磁场仿真,再与高速串行计算机扩展总线标准模块内芯片的通用模拟电路仿真模型的电路仿真动态链接,进行场路协同仿真。实验验证表明,该仿真方法的精度在6 dBμV之内,满足PCB加工工艺的误差和实验测试的不确定度,符合仿真精度要求。通过该仿真方法评估PCB的电磁干扰强度以及优化PCB的设计,将高速串行计算机扩展总线标准模块上的33 Ω电阻替换为磁珠后,该PCB在1.6 GHz处的电磁干扰强度降低了13.4 dB。根据CISPR 25标准规定的1-m法进行测试,PCB的电磁干扰变为−3.4 dBμV,低于GMW 3097标准要求,从而验证了该措施的有效性。
  • 图 1  PCB上PCIe模块电路图

    Fig. 1  Circuit diagram of PCIe module on PCB

    图 2  PCB上电流驱动信号传输示意图

    Fig. 2  Schematic diagram of current drive signal transmission on PCB

    图 3  PCIe模块上的时钟的时域信号示意图

    Fig. 3  Schematic diagram of the time domain signals of the clock on the PCIe module

    图 4  PCIe模块上的时钟的频域信号示意图

    Fig. 4  Schematic diagram of the frequency domain signal of the clock on the PCIe module

    图 5  自由空间中的无限小电偶极子的辐射

    Fig. 5  Radiation of an infinitesimal electric dipole in free space

    图 6  PCB上PCIe模块的仿真模型图

    Fig. 6  Simulation model of the PCIe module on the PCB

    图 7  PCIe模块的仿真数据与实验数据对比图

    Fig. 7  Comparison of simulation data and experimental data of PCIe module

    图 8  PCB仿真结果图

    Fig. 8  PCB simulation results

    图 9  磁珠等效电路图

    Fig. 9  Equivalent circuit diagram of magnetic bead

    表 1  GMW 3097标准中对EMI的要求

    Table 1  The EMI requirements for the GMW 3097 standard

    namefrequency/MHzEMI limit
    GPS1 567 − 1 574linearly decreased from 44 dBμV to 4 dBμV
    1 574 − 1 5764 dBμV
    1 576 − 1 583linearly increased from 4 dBμV to 44 dBμV
    GLONASS1 598 − 1 6064 dBμV
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出版历程
  • 收稿日期:  2019-09-16
  • 录用日期:  2019-12-30
  • 网络出版日期:  2020-02-10

基于场路仿真的PCIe电磁干扰分析及优化设计

    作者简介: 杨 会(1990—),女,硕士研究生,主要研究方向为电磁兼容;693113741@qq.com
  • 天津大学 微电子学院成像与传感微电子技术重点实验室,天津 300072

摘要: 采用电磁仿真技术,提前评估PCB的电磁兼容设计是否合理,当对PCB进行电磁兼容测试时,减少其电磁干扰不满足GMW 3097标准的情况出现。首先对PCB进行3D电磁场仿真,再与高速串行计算机扩展总线标准模块内芯片的通用模拟电路仿真模型的电路仿真动态链接,进行场路协同仿真。实验验证表明,该仿真方法的精度在6 dBμV之内,满足PCB加工工艺的误差和实验测试的不确定度,符合仿真精度要求。通过该仿真方法评估PCB的电磁干扰强度以及优化PCB的设计,将高速串行计算机扩展总线标准模块上的33 Ω电阻替换为磁珠后,该PCB在1.6 GHz处的电磁干扰强度降低了13.4 dB。根据CISPR 25标准规定的1-m法进行测试,PCB的电磁干扰变为−3.4 dBμV,低于GMW 3097标准要求,从而验证了该措施的有效性。

English Abstract

  • 印制电路板(PCB)是车载多媒体导航系统中最重要的组成部分,为了提高该系统的视频、语音、导航等功能,系统内部的PCB设计变得越来越复杂。研究表明,PCB的EMI主要受PCB上元器件的位置、过孔、布线、接地性能、电源开关等因素的影响[1-6]。因此仅凭借工程师的经验,很难保证如此复杂的PCB的电磁兼容(EMC)的设计合理性,不合理的EMC设计会给系统带来电磁干扰(EMI)问题。EMI过高会影响系统的正常工作,因此需要对PCB进行调试,使得PCB的EMI满足客户要求。但是PCB加工后,后续整改费时且费力,甚至需要重新设计,因此需要采用仿真技术评估PCB的电磁干扰强度以及优化PCB的设计。本文采用场路协同仿真的方法评估PCB的EMI强度并优化PCB的设计。

    本研究在电波暗室内按照CISPR 25标准的1-m法对PCB进行EMC测试时,发现其在1.6 GHz处的EMI强度不满足GMW 3097标准[7-9]。分析发现,PCB上的高速串行计算机扩展总线标准(PCIe)模块产生的EMI超标,因此采用场路协同的仿真方法优化PCB上PCIe模块的EMI。使用HFSS软件对PCIe模块建立3D仿真模型,进行电磁场仿真。采用Ansoft Designer软件导入PCIe模块内部芯片的通用模拟电路仿真(SPICE)模型,进行电路仿真,获得芯片的时钟信号。根据快速傅里叶变换(FFT)得到芯片时钟的频域信号,将频域信号动态链接到电磁场仿真中,实现场路协同仿真。采用该仿真方法优化PCB上PCIe模块的设计。

    当增加信号传输路径上高频噪声的阻抗后,该PCB在1.6 GHz处的EMI取到了13.4 dB的改善。减小传输线上电流驱动的共模信号的回流面积后[10],PCB的EMI减少了2.9 dB。减少过孔所产生的偶极子天线效应,EMI降低了5.9 dB。当将PCIe模块上的33 Ω电阻替换为磁珠后,通过1-m法实验测试,电磁干扰强度为−3.4 dBμV,小于GMW 3097标准要求的4 dBμV,符合标准要求。对PCB进行场路协同仿真,可以方便地优化PCB上PCIe模块的设计,最后通过EMC实验验证措施的有效性。

    • 电磁干扰的本质是:电磁干扰源产生电磁干扰能量,通过传输或耦合路径将发射的能量传输到接收机(敏感设备),发射的能量在接收机处被处理,产生意外动作,影响接收机的正常工作。

      PCB上的PCIe模块的电路如图1所示,模块内的主芯片U1生成两路100 MHz的时钟信号P1和P2,以电流的形式进入外围电路,其中:R1R2为33 Ω,为限流电阻;R3R4为0 Ω,为调试位;R5R6为50 Ω,并与地连接;C1C2为100 pF,抑制信号中的噪声。电路的输出端连接其他模块,为其他模块提供参考时钟。时钟信号P1和P2的幅值相等,相位相差180°,构成由电流源激励的伪差分信号。

      图  1  PCB上PCIe模块电路图

      Figure 1.  Circuit diagram of PCIe module on PCB

      根据基尔霍夫定律,所有形式的信号在传输时必须是以闭合回路的形式传输。如图2电流驱动信号走向示意图,图中LsignalR为微带传输线的等效电感和电阻值,Lreturn为返回路径的寄生电感,CCM为共模返回路径中电压压降的等效电容值。信号在传输线上正向传输,直接通过传输线下方的“地”返回,即差模信号电流IDM。然而共模信号电流ICM是从一条完全不能预知的路径返回,因此影响较大。当差模和共模的回流面积越大,所形成的差模压降VDM和共模压降VCM越大,直接影响信号的传输质量。

      图  2  PCB上电流驱动信号传输示意图

      Figure 2.  Schematic diagram of current drive signal transmission on PCB

      差分线传输相比单线传输具有抗干扰能力强、有效抑制EMI、时序定位准确等优点,在PCB设计中被广泛使用[11-12]。信号分为差模信号和共模信号,当传输差模信号时,差分线和它们各自的返回路径形成两条回流路径。在这两条路径中,形成的电磁场方向相反,达到抑制EMI的效果。当传输共模信号时,差分线和它们各自的返回路径,形成的电磁场方向相同,产生的EMI相互叠加。因此采用差分线传输信号时,影响信号质量的参数是共模信号和回流面积。

      由于PCIe芯片内部存在时延和寄生参数等影响因子,时钟可近似为100 MHz梯形波。当时钟是理想的梯形波时,其傅里叶级数由式(1)计算

      ${F_n} = \frac{1}{T}\int_0^T {f\left( t \right){{\rm{e}}^{ {\rm{- j}}n\omega t}}{\rm{d}}t} $

      (1)

      式中:T为信号的周期;$\omega $为信号的角频率; n为整数。将理想的梯形波$f\left( t \right)$代入式(1),其傅里叶级数为

      ${F_n} = - {\rm{j}}\dfrac{A}{{2{{\text{π}}}n}} \cdot {{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}n\omega \left( {\tau + {\tau _r}} \right)}} \cdot \left( {\dfrac{{\sin \dfrac{{n\omega {\tau _r}}}{2}}}{{\dfrac{{n\omega {\tau _r}}}{2}}}{{\rm{e}}^{{\frac{{{\rm{j}}n\omega t}}{2}}}} - \dfrac{{\sin \dfrac{{n\omega {\tau _f}}}{2}}}{{\dfrac{{n\omega {\tau _f}}}{2}}}{{\rm{e}}^{{\frac{{ - {\rm{j}}n\omega t}}{2}}}}} \right)$

      (2)

      式中:A为梯形波$f\left( t \right)$的幅值;${\tau _{\rm{r}}}$为上升沿时间;$\tau $为脉冲宽度;${\tau _{\rm{f}}}$为下降沿时间。对于PCIe模块内部的时钟信号,${\tau _{\rm{r}}} \approx {\tau _{\rm{f}}}$,此时时钟的傅里叶级数为

      ${F_n} = A \dfrac{\tau }{t} \dfrac{{\sin \dfrac{{n{{\text{π}}}\tau }}{T}}}{{\dfrac{{n{{\text{π}}}\tau }}{T}}} \dfrac{{\sin \dfrac{{n{{\text{π}}}{\tau _{\rm{r}}}}}{T}}}{{\dfrac{{n{{\text{π}}}{\tau _{\rm{r}}}}}{T}}} {{\rm{e}}^{{\frac{{ - {\rm{j}}n{{\text{π}}}\left( {\tau + {\tau _{\rm{r}}}} \right)}}{T}}}}$

      (3)

      PCIe模块内部芯片的时钟波形的占空比$\dfrac{\tau }{T} \approx 0.5$,将该占空比代入式(3),计算可得,时钟只存在奇数次谐波分量,不存在偶数次谐波分量。但采用近场扫描仪对PCIe模块进行近场测试时[13-14],发现在1.6 GHz处存在电磁场强度。PCIe模块内芯片的时钟存在抖动,时钟信号P1和P2的电压幅值如图3(a)所示,即PCIe模块内芯片的SPICE模型产生的时钟信号波形图,并根据式(4)计算得到共模信号电压幅值

      图  3  PCIe模块上的时钟的时域信号示意图

      Figure 3.  Schematic diagram of the time domain signals of the clock on the PCIe module

      ${V_{{\rm{common}}}} = \frac{{{V_{{{\rm{P}}_{\rm{1}}}}} + {V_{{{\rm{P}}_{\rm{2}}}}}}}{2}$

      (4)

      式中:${V_{{{\rm{P}}_{\rm{1}}}}}$为信号P1的电压幅值;${V_{{{\rm{P}}_{\rm{2}}}}}$为信号P2的电压幅值。共模信号如图3(b)所示,表明时钟P1和P2不完全对称,存在共模信号。将图3中的P1时钟波形通过FFT得到频域信号,如图4所示,时钟存在偶次谐波分量。主频100 MHz处的频谱为−10 dBV,在1.6 GHz处的谐波分量约为−50 dBV,谐波抑制为40 dB,谐波没有得到很好的抑制。表1列出GMW 3097标准对EMI的要求,在1.6 GHz处的EMI限值为4 dBμV。根据CISPR 25标准的1-m法对PCB进行测试,实验结果表明,该PCB在1.6 GHz处的EMI为10.9 dBμV,因此该PCB在1.6 GHz处的EMI超标,本研究重点关注该频点的EMI。

      表 1  GMW 3097标准中对EMI的要求

      Table 1.  The EMI requirements for the GMW 3097 standard

      namefrequency/MHzEMI limit
      GPS1 567 − 1 574linearly decreased from 44 dBμV to 4 dBμV
      1 574 − 1 5764 dBμV
      1 576 − 1 583linearly increased from 4 dBμV to 44 dBμV
      GLONASS1 598 − 1 6064 dBμV

      图  4  PCIe模块上的时钟的频域信号示意图

      Figure 4.  Schematic diagram of the frequency domain signal of the clock on the PCIe module

    • PCB上的PCIe模块的EMI辐射问题可以等效为平面分层媒质中的电流源辐射问题,任意电流源都可以分解为无数电偶极子的叠加,即电偶极子向外辐射电磁场。PCIe模块内差分传输线中的不对称因素会形成偶极子天线,共模信号产生的电磁场会通过偶极子天线辐射出去[15]。首先考虑一个非常短的线电流源,其长度为l,带有时谐电流I。这样的线电流称为无限小电偶极子,可以用偶极子矩Ill→0)来描述。如图5所示,将电偶极子沿z轴方向且中心位于原点O处放置,点P为空间一点,原点O与点P的距离为r,且rz轴的夹角为θ,将r投影到xOy平面后,与x轴的夹角为φ

      图  5  自由空间中的无限小电偶极子的辐射

      Figure 5.  Radiation of an infinitesimal electric dipole in free space

      为求点P处的辐射场,首先计算其矢量磁位

      $ {{A}}\left( r \right) = \mu \iiint_V {{{J}}\left( {r'} \right)}G\left( {r,r'} \right){\rm{d}}V' $

      (5)

      式中:$ {{J}}(r') $为点源的电流密度;$G\left( {r,r'} \right)$为对应于点源的基本解;$r'$为点源距离原点的距离;μ为自由空间中,介质的磁导率。自由空间的变量格林函数为

      $G\left( {r,r'} \right) = \dfrac{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}k|r - r'|}}{4{{\text{π}}}|r - r'|}$

      (6)

      式中:k为波数,与波长λ的关系为$k = \dfrac{{{\rm{2 }{\text{π}}}}}{\lambda }$$\left| {r - r'} \right|$为点源与点P的距离。将式(6)代入式(5),得出自由空间内无限小电偶极子的矢量磁位

      ${{A}}\left( r \right) ={\hat {{\textit{z}}}}\frac{{\mu Il}}{{4{{\text{π}}}r}}{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}kr}}$

      (7)

      根据${{H}} = \dfrac{1}{\mu }\nabla \times {{A}}$,在球坐标系下,得出磁场强度

      ${{H}} = \hat {\rm{\varphi}} \frac{{{\rm{j}}kIl\sin \theta }}{{4{{\text{π}}}r}}\left( {1 + \frac{1}{{{\rm{j}}kr}}} \right){{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}kr}}$

      (8)

      根据${{E}} = \dfrac{1}{{{\rm{j}}\omega \varepsilon }}\nabla \times {{H}}$,得出电场强度为

      ${{E}} = {\hat {r}}\frac{{\eta Il\cos \theta }}{{2{{\text{π}}}{r^2}}}\left( {1 + \frac{1}{{{\rm{j}}kr}}} \right){{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}kr}} + \hat {\rm{\theta}} \frac{{{\rm{j}}k\eta Il\sin \theta }}{{4{{\text{π}}}r}}\left[ {1 + \frac{1}{{{\rm{j}}kr}} - \frac{1}{{{{\left( {kr} \right)}^2}}}} \right]{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}kr}}$

      (9)

      式中:ε为自由空间中,介质的介电常数;$\eta {\rm{ = }}\sqrt {\dfrac{\mu }{\varepsilon }} $为波阻抗。因r=1 m,关注远场,$kr \gg 1$,则保留场的表达式的主要项,即

      $ \begin{aligned} & {E_\theta } \approx \frac{{{\rm{j}}k\eta Il\sin \theta }}{{4{{\text{π}}}r}}{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}kr}}\\ & {H_\varphi } \approx \frac{{{\rm{j}}kIl\sin \theta }}{{4{{\text{π}}}r}}{{\rm{e}}^{ - {\rm{j}}kr}} \end{aligned} $

      (10)

      根据式(10),远场的电场强度和磁场强度都与电偶极子的电流I成正比,与辐射场距离原点的距离r成反比,因此减小电流可以降低远场r处的场强。

    • PCIe模块的芯片时钟是由电流源激励的伪差分信号,存在差模信号和共模信号,因此PCB产生辐射发射的主要原因是电流驱动的共模信号[16],共模信号产生的电磁场会通过偶极子天线辐射出去。因此可通过三种途径降低对外辐射:降低共模信号的电流强度、减小信号传输路径中的回流面积以及减小偶极子天线产生的对外辐射效应。

    • 采用HFSS仿真软件对PCB的PCIe模块建立仿真模型,模型尺寸为170 mm×130 mm×1.6 mm,分为四层,从上往下依次为顶层、地层、信号层、底层,如图6所示。PCIe模块内U1芯片的时钟引脚位于底层,外围电路位于顶层,U1芯片与外围电路连接的信号线位于信号层。对仿真模型设置求解类型、激励、边界条件和板材等,进行3D电磁场仿真。在电路仿真中,采用Ansoft Designer仿真软件导入芯片的SPICE模型参数,进行仿真计算,通过FFT获取芯片的频域信号,将电磁场仿真和电路仿真链接起来,使得电路仿真获取的芯片的频域信号数据链接到电磁场仿真中,得出PCB外1 m处的EMI的仿真数据。PCB外1 m处的EMI的仿真数据与实验数据如图7所示。仿真数据与实验数据的平均误差为4.4 dBμV,其中在1.8 GHz的误差最大,但小于6 dBμV。在PCB加工过程中存在误差,同时实验测试中也存在误差,误差在6 dBμV之内是可接受的。在1.6 GHz处的误差为5.7 dBμV,小于6 dBμV,下文是基于此种电磁场仿真与芯片的SPICE模型的电路仿真的协同仿真方法,寻找降低PCIe模块在1.6 GHz频点处EMI的措施。

      图  6  PCB上PCIe模块的仿真模型图

      Figure 6.  Simulation model of the PCIe module on the PCB

      图  7  PCIe模块的仿真数据与实验数据对比图

      Figure 7.  Comparison of simulation data and experimental data of PCIe module

    • 从PCB电磁仿真出发,在没有对PCB进行任何优化设计时,其EMI仿真数据为16.6 dBμV,超过了标准值。为了降低PCB板级的EMI,通过仿真对PCB进行优化,具体采取了以下多种措施:在PCIe模块的信号传输线上添加共模电感、磁珠或滤波器;将外围电路器件放在顶层或底层,缩短PCIe芯片与外围电路的距离,减小回流面积;减少信号传输线的过孔数量,从而减小偶极子天线效应;移动PCIe模块的滤波电容或改变滤波电容的大小;增加地孔;增大或减小信号传输线的过孔大小等措施。本研究对能够降低该PCB上EMI的措施进行分析。

    • (1)共模电感是以铁氧体为磁芯的共模干扰抑制器件,由两个尺寸相同、匝数相同的线圈对称且反向地绕制在同一个铁氧体环形磁芯上,形成一个四端器件,当差模电流流过时,在同相位绕制的电感线圈中会产生反向的磁场而相互抵消,且几乎没有电感,此时差模电流主要受线圈自身电阻的影响。当共模电流流过线圈时,由于共模电流的同向性,会在线圈内产生同向的磁场而增大线圈的感抗,使线圈表现为高阻抗,产生较强的阻尼特性,从而抑制共模电流。将图1R1R2的33 Ω电阻换成共模电感进行电磁仿真,仿真结果如图8所示。与优化PCB设计前相比,PCB产生的EMI降低了4.6 dB。

      图  8  PCB仿真结果图

      Figure 8.  PCB simulation results

      (2)磁珠具有抑制信号传输线和电源线上的高频噪声和尖峰干扰的特性,同时也具有吸收静电脉冲的功能。磁珠的主要材料是铁氧体,这种材料在高频频域上的损耗非常大,具有很高的导磁率。在高频段,磁珠随着频率的升高,磁芯的磁导率降低,导致电感的电感量降低,感抗成分降低,此时磁芯的损耗增加,电阻占比提升,即磁珠的阻抗主要由电阻成分构成,当高频噪声通过铁氧体时,EMI被吸收并以热能的形式消耗掉。磁珠可以等效为RLC电路,如图9所示,其中:RDC为磁珠导体的直流电阻;RLC为磁珠的等效电路值。通过该电路图可以计算出在频率为f处的阻抗

      图  9  磁珠等效电路图

      Figure 9.  Equivalent circuit diagram of magnetic bead

      $Z = {R_{{\rm{DC}}}} + \frac{{{\rm{j}}2{{\text{π}}}fRL}}{{R + {\rm{j}}2{{\text{π}}}fL - {{\left( {2{{\text{π}}}f} \right)}^2}RLC}}$

      (11)

      根据式(11)可知,当频率$f = \dfrac{{2{{\text{π}}}}}{{\sqrt {LC} }}$时,磁珠等效的电路发生谐振,在该频点处,磁珠的电阻最大。因为需抑制1.6 GHz的EMI,因此在选型时,需寻找在该频点处能够发生谐振的磁珠。将PCIe模块的电路图中的33 Ω电阻换成磁珠之后进行电磁仿真,仿真结果如图8所示,PCB产生的EMI降低了13.4 dB,抑制效果显著。

    • 微带传输线过长,会使信号传输路径上的回流面积增大。为降低PCB产生的EMI,尝试减小传输线的长度。如图8所示,保持PCIe芯片位置固定不动,移动外围电路器件,缩短PCIe模块U1芯片和外围电路器件的距离,仿真后的结果显示,PCB的EMI降低了2.9 dB。

      过孔是连接多层PCB上不同层走线的导体,低频时,过孔不会影响信号传输,但是在高频处,如1.6 GHz,过孔会影响信号的传输。过孔产生的问题主要由寄生电容和寄生电感引起。过孔会影响信号线的阻抗不连续,导致插入损耗和反射损耗。如图8的仿真结果所示,当减少信号传输线上过孔的数量后,PCB产生的EMI降低了5.9 dB。

      通过上文介绍的措施,将信号传输路径的33 Ω电阻换成共模电感与缩短传输线的长度以及减少过孔数量对降低EMI的效果相近。与将33 Ω电阻换成磁珠的方法相比,其他措施虽然可以降低PCB的EMI,但是效果不够显著。通过比较上述的仿真结果,在信号传输线上添加磁珠是降低此PCIe模块上EMI最有效的方法,通过EMC实验测试,电磁干扰强度为−3.4 dBμV,小于GMW 3097标准要求的4 dBμV,符合标准要求。

    • 本文提出采用电磁仿真技术评估PCB上PCIe模块产生的EMI强度,并优化PCB的设计。在PCB版图绘制完成后,采用HFSS仿真软件对PCB的版图建立3D模型,进行电磁场仿真。采用Ansoft Designer仿真软件导入PCIe模块内芯片的SPICE模型进行电路仿真,电磁场仿真与电路仿真建立动态链接,实现场和路的协同仿真,得到满足精度要求的仿真结果。本文提出的对PCB进行优化的措施,对优化PCB的设计具有一定的指导意义。在对PCB进行设计时,尽量缩短主芯片和外围电路的距离以减少信号的回流面积,减少信号传输线过孔的数量以降低偶极子天线向外辐射所产生的电磁场效应。对于抑制信号传输路径的高频噪声,磁珠的优化作用显著,PCB的EMI降低了13.4 dB。通过EMC实验验证,电磁干扰强度为−3.4 dBμV,与GMW 3097标准要求相比,降低了7.4 dB,使PCB上PCIe模块产生的EMI强度满足GMW 3097标准。

参考文献 (16)

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