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适用于隧道环境的二元相控阵天线系统

钟选明 张东民 廖成 杜振 熊洁

钟选明, 张东民, 廖成, 等. 适用于隧道环境的二元相控阵天线系统[J]. 强激光与粒子束, 2020, 32: 053006. doi: 10.11884/HPLPB202032.190423
引用本文: 钟选明, 张东民, 廖成, 等. 适用于隧道环境的二元相控阵天线系统[J]. 强激光与粒子束, 2020, 32: 053006. doi: 10.11884/HPLPB202032.190423
Zhong Xuanming, Zhang Dongmin, Liao Cheng, et al. Two-element phased array antenna system suitable for tunnel environment[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2020, 32: 053006. doi: 10.11884/HPLPB202032.190423
Citation: Zhong Xuanming, Zhang Dongmin, Liao Cheng, et al. Two-element phased array antenna system suitable for tunnel environment[J]. High Power Laser and Particle Beams, 2020, 32: 053006. doi: 10.11884/HPLPB202032.190423

适用于隧道环境的二元相控阵天线系统

doi: 10.11884/HPLPB202032.190423
基金项目: 国家自然科学基金项目(61771407);铁二院横向项目(2018H00665)
详细信息
    作者简介:

    钟选明(1972—),男,博士,从事天线设计及微波成像研究;xm_zhong@163.com

    通讯作者: 张东民(1990—),男,博士研究生,从事天线设计及电磁兼容研究;zhangdongmin@my.swjtu.edu.cn
  • 中图分类号: TN828.6

Two-element phased array antenna system suitable for tunnel environment

  • 摘要: 为了满足在隧道环境中实现高速率、高质量无线通信的迫切需求,研究了适用于隧道环境的高增益天线,提出了利用二元相控阵天线系统提高隧道内信号传输质量的新方法。相控阵天线系统由两个高增益天线单元及一个移相器组成,通过移相器调整其中一个天线单元的相位,使隧道内合成电场的最小值幅值达到最大,提升信号的平均场强。仿真结果表明:与单个天线发射信号相比,在3 000 m隧道轴向传播范围内,相控阵天线系统发射信号合成电场的最低电平最少提升了19.6 dB;与两个天线同时发射信号相比,最低电平最少提升了12.4 dB,取得较好分集优化效果,消除多径效应导致的深度衰落,解决了隧道环境中存在的通信问题。
  • 图 1  天线主辐射单元结构示意图

    Fig. 1  Structure diagram of the antenna main radiation unit

    图 2  微带八木天线结构示意图

    Fig. 2  Structural schematic diagram of microstrip Yagi antenna

    图 3  微带八木天线S11曲线图

    Fig. 3  Simulated S11 curve of microstrip Yagi antenna

    图 4  微带八木天线增益随频率变化曲线图

    Fig. 4  Curve of microstrip Yagi antenna gain vs frequency

    图 5  相控阵天线系统组成与安装示意图

    Fig. 5  Composition and installation diagram of phased array antenna system

    图 6  铁路单洞双轨隧道横截面示意图

    Fig. 6  Cross section diagram of railway single-hole and double-track tunnel

    图 7  基于隧道环境电磁仿真模型的相位优化流程图

    Fig. 7  Phase optimized flow chart based on the tunnel environment electromagnetic simulation model

    图 8  隧道内列车所在位置A与B处的电场强度分布图

    Fig. 8  Electric field intensity distribution at locations A and B of train in tunnel

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出版历程
  • 收稿日期:  2019-11-08
  • 修回日期:  2020-01-17
  • 网络出版日期:  2020-04-23
  • 刊出日期:  2020-05-01

适用于隧道环境的二元相控阵天线系统

    通讯作者: 张东民, zhangdongmin@my.swjtu.edu.cn
    作者简介: 钟选明(1972—),男,博士,从事天线设计及微波成像研究;xm_zhong@163.com
  • 1. 西南交通大学 电磁场与微波技术研究所,成都 610031
  • 2. 中铁二院工程集团有限责任公司,成都 610031

摘要: 为了满足在隧道环境中实现高速率、高质量无线通信的迫切需求,研究了适用于隧道环境的高增益天线,提出了利用二元相控阵天线系统提高隧道内信号传输质量的新方法。相控阵天线系统由两个高增益天线单元及一个移相器组成,通过移相器调整其中一个天线单元的相位,使隧道内合成电场的最小值幅值达到最大,提升信号的平均场强。仿真结果表明:与单个天线发射信号相比,在3 000 m隧道轴向传播范围内,相控阵天线系统发射信号合成电场的最低电平最少提升了19.6 dB;与两个天线同时发射信号相比,最低电平最少提升了12.4 dB,取得较好分集优化效果,消除多径效应导致的深度衰落,解决了隧道环境中存在的通信问题。

English Abstract

  • 近年来,我国轨道交通建设取得了空前发展。但由于我国地域辽阔、地形地貌复杂,且多山地、多丘陵,铁路隧道数量呈现出井喷式增长[1]。与此同时,现代化铁路建设对沿线移动通信系统的稳定性、时效性提出了更高的要求。目前广泛应用的铁路专用通信网GSM-R及下一代铁路移动通信系统LTE-R,均采用无线传输方式与列车进行实时通信与调度。可靠的无线通信是列车稳定、安全运行的重要保障。随着铁路业务的扩展,还需要及时、有效传输大量视频、图片信息。同时,移动互联网的普及与应用也对列车高速率、高质量的个人网络服务提出了新的要求,如视频通话、高速率下载等。目前工程应用中,铁路隧道普遍采用漏泄同轴电缆(LCX)实现无线通信。这种通信方式的系统性能受环境影响较大、极化单一且不适应于高频段,还存在安装、维护困难、造价高昂、易于偷盗等工程实际问题。因此,安装简单方便、造价低廉的分布式天线覆盖方案得到了广泛关注。

    在部分采用天线方案的隧道中,较多地使用小面积的板状天线[2],增益小,传输距离短,需要建立大量直放站,投资增大。面积大的板状天线能提高增益,但安装于隧道内引起的风阻很大,易脱落,不安全,所以很少使用。有些学者提出在隧道内采用高增益的螺旋天线[3],单个天线的信号传输距离远,适合于隧道内信号传输,但螺旋天线底盘太大,安装于隧道内也会引起较大的风阻,所以也很少使用。八木天线[4]能够做到高增益,由于采用架状结构,横截面积小,也不会引起风阻,但天线反射单元与引向单元尺寸大,不适合安装于空间受限的隧道内。因此,现有的天线覆盖方案中,还未见适合于隧道环境的高增益天线。

    同时,不同于一般的露天无线通信,电磁波在隧道环境中传播时,一方面,隧道壁的吸收、反射及粗糙散射对电磁波造成衰减和相移,通信质量下降;另一方面,隧道受限空间中不同路径的反射分量相互叠加,形成显著的多径效应,使信号出现快衰落现象[4],严重影响接收端对信号的解调。隧道已成为影响铁路沿线无线通信质量的最大瓶颈。

    为改善分布式天线系统的快衰落问题,通常采用天线空间分集技术。当天线置于合适的空间位置,满足特定的相位关系时,可以显著地提升深度衰落区的信号电平,增强接收端的整体信号强度。但在隧道环境中,由于空间狭窄,难以满足必须的空间位置要求;且隧道内电磁波的覆盖特性与隧道的几何形状、尺寸、走向以及隧道壁的电参数紧密相关,传统的依据场强满足某种特定的分布规律进行天线设置的分集方法,难以实现分集性能的最优化。此外,采用外场实测的方式则会面临测量参数过多而导致工作量太大,同样难以寻找匹配隧道结构的最优天线配置。本文针对隧道环境中电波传播的特殊性及在我国规模庞大的隧道中实现高速率、高质量无线通信的迫切需求,研究了适用于隧道环境的高增益天线,解决现有隧道天线信号传输短的问题;采用基于空间分集技术的优化方法,建立隧道电磁传播模型,研究适用于隧道的相控阵天线系统,解决现有隧道信号带来的深度衰落,具有重要的理论意义与应用价值。

    • 目前用于隧道环境电磁建模的方法主要有模式匹配法[5]、射线追踪法[6]、抛物方程法[7-8]及全波数值方法等。其中模式匹配法由麦克斯韦方程在特定的边界条件下推导而来,仅适用于少数形状规则简单的隧道环境;射线追踪法基于几何光学理论,在处理简单的隧道结构时非常有效,然而对于复杂隧道环境,计算过程相当繁琐;时域有限差分法、有限元法等全波方法,具有较高的计算精度和通用性,但处理超电大尺寸的隧道结构时,其计算量极其庞大;抛物方程(PE)由波动方程推导而来[9-10],并采用步进迭代的方式进行求解,引入交替方向隐式差分技术(ADI)[11-12]或分步傅里叶变换技术(SSFT)[13-14]后,兼备精度和计算效率,非常适合用于建立隧道环境下的电波传播模型。

      三维直角坐标系下,Helmholtz波动方程为

      $$\left( {\frac{{{\partial ^2}}}{{\partial {x^2}}} + \frac{{{\partial ^2}}}{{\partial {y^2}}} + \frac{{{\partial ^2}}}{{\partial {{\textit{z}}^2}}} + k_0^2{n^2}} \right)\psi (x,y,{\textit{z}}) = 0$$ (1)

      式中:标量$\psi (x,y,{\textit{z}})$表示任意的电磁场分量;${k_0}$为自由空间的传播常数;$n$为媒质的折射率。令波函数$u(x,y,{\textit{z}}) =$$ \psi (x,y,{\textit{z}}){{\rm{e}}^{j{k_0}x}}$,将其代入式(1),因式分解后忽略电磁波的后向传播分量,得到前向抛物方程[11]

      $$\frac{{\partial u(x,y,{\textit{z}})}}{{\partial x}} = - {\rm{j}}{k_0}(1 - \sqrt {1 + Q} )$$ (2)

      其中$Q = \dfrac{1}{{k_0^2}}\left( {\dfrac{{{\partial ^2}}}{{\partial {y^2}}} + \dfrac{{{\partial ^2}}}{{\partial {{\textit{z}}^2}}}} \right) + {n^2}(x,{\textit{z}}) - 1$。对$\sqrt {1 + Q} $进行一阶泰勒近似,得到抛物方程标准形式[11]

      $$\frac{{\partial u}}{{\partial x}} = \frac{1}{{2{\rm{j}}{k_0}}}\left( {\frac{{{\partial ^2}}}{{\partial {y^2}}} + \frac{{{\partial ^2}}}{{\partial {{\textit{z}}^2}}}} \right)u$$ (3)

      采用Crank-Nicolson差分格式对式(3)进行离散,整理后得

      $$\left( {1{\rm{ - }}\frac{{{r_y}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _y} - \frac{{{r_{\textit{z}}}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _{\textit{z}}}} \right){u^{n + 1}} = \left( {1 + \frac{{{r_y}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _y} + \frac{{{r_{\textit{z}}}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _{\textit{z}}}} \right){u^n}$$ (4)

      其中

      $$ \left\{ \begin{array}{l} {r_y} = {\raise0.7ex\hbox{${\Delta x}$} \!\mathord{\left/ {\vphantom {{\Delta x} {\Delta {y^2}}}}\right.\kern-\nulldelimiterspace} \!\lower0.7ex\hbox{${\Delta {y^2}}$}}\;,{r_{\textit{z}}} = {\raise0.7ex\hbox{${\Delta x}$} \!\mathord{\left/ {\vphantom {{\Delta x} {\Delta {{\textit{z}}^2}}}}\right.\kern-\nulldelimiterspace} \!\lower0.7ex\hbox{${\Delta {{\textit{z}}^2}}$}}\\ \delta {}_{y}=\dfrac{{{u}_{m+1,l}}-2{{u}_{m,l}}+{{u}_{m-1,l}}}{{{u}_{m,l}}} \\ \delta {}_{{\textit{z}}}=\dfrac{{{u}_{m,l+1}}-2{{u}_{m,l}}+{{u}_{m,l-1}}}{{{u}_{m,l}}} \end{array} \right.$$ (5)

      式中:$\Delta x,\Delta y,\Delta {\textit{z}}$分别为$x,y,{\textit{z}}$三个方向的离散步长;$m$是沿$y$方向的网格离散序号;$l$是沿${\textit{z}}$方向的网格离散序号。在式(4)两边同时加入修正项

      $$\left( {1 - \frac{{{r_y}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _y} - \frac{{{r_{\textit{z}}}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _{\textit{z}}} + \frac{{{r_y}{r_{\textit{z}}}}}{{{{(4{\rm{j}}{k_0})}^2}}}{\delta _y}{\delta _{\textit{z}}}} \right){u^{k + 1}} = \left( {1 + \frac{{{r_y}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _y} + \frac{{{r_{\textit{z}}}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _{\textit{z}}} + \frac{{{r_y}{r_{\textit{z}}}}}{{{{(4{\rm{j}}{k_0})}^2}}}{\delta _y}{\delta _{\textit{z}}}} \right){u^k}$$

      式中:$k$为步进数。将上式整理后得

      $$\left( {1 - \frac{{{r_y}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _y}} \right)\left( {1 - \frac{{{r_{\textit{z}}}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _{\textit{z}}}} \right){u^{k + 1}} = \left( {1 + \frac{{{r_y}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _y}} \right)\left( {1 + \frac{{{r_{\textit{z}}}}}{{4{\rm{j}}{k_0}}}{\delta _{\textit{z}}}} \right){u^k}$$ (6)

      通过引入中间虚拟步进面并分解式(6),可以得到标准抛物方程的ADI差分格式

      $$ \begin{split} & \left( 1-\dfrac{{{r}_{y}}}{4{\rm{j}}{{k}_{0}}}{{\delta }_{y}} \right){{u}^{k+{}^{1}\!\!\diagup\!\!{}_{2}\;}}=\left( 1+\dfrac{{{r}_{{\textit{z}}}}}{4{\rm{j}}{{k}_{0}}}{{\delta }_{{\textit{z}}}} \right){{u}^{k}} \\ & \left( 1-\dfrac{{{r}_{y}}}{4{\rm{j}}{{k}_{0}}}{{\delta }_{y}} \right){{u}^{k+{}^{1}\!\!\diagup\!\!{}_{2}\;}}=\left( 1+\dfrac{{{r}_{{\textit{z}}}}}{4{\rm{j}}{{k}_{0}}}{{\delta }_{{\textit{z}}}} \right){{u}^{k}} \\ & \left( 1-\dfrac{{{r}_{{\textit{z}}}}}{4{\rm{j}}{{k}_{0}}}{{\delta }_{{\textit{z}}}} \right){{u}^{k+1}}=\left( 1+\dfrac{{{r}_{y}}}{4{\rm{j}}{{k}_{0}}}{{\delta }_{y}} \right){{u}^{k+{}^{1}\!\!\diagup\!\!{}_{2}\;}} \end{split} $$ (7)

      式中:$k + {1 / 2}$表示第$k$$k + 1$之间的虚拟步进面。给定辐射源信息及相应的边界条件后,利用式(7)进行空间步进迭代求解,则可以获得整个隧道内的场分布。

      由于隧道壁存在介质损耗,采用Leontovich阻抗边界条件(IBC),边界上的电场${{E}} $与磁场${{H}}$满足如下关系

      $${{n}} \times {{E}} = - Z[{{n}} \times ({{n}} \times {{H}} )]$$ (8)

      式中:${{n}} $为有耗介质表面的外法线单位向量;Z是有耗介质的表面阻抗,$Z = {{\sqrt {{\varepsilon _{{\rm{rc}}}} - 1} } / {{\varepsilon _{{\rm{rc}}}}}}$${\varepsilon _{{\rm{rc}}}} = {\varepsilon _{\rm{r}}} - {\rm{j}}{\sigma _{\rm{r}}}$为复介电常数,${\sigma _{\rm{r}}}$为相对电导率。

    • 由于天线安装于隧道的入口处或隧道内,安装空间有限,且列车通过时存在风阻,要求天线的横截面积尽量小。为了适应隧道的线状分布特性,隧道天线必须具有高增益性,减小波束宽度,并能满足铁路通信的频段要求,即工作于900 MHz频段(上行:885~890 MHz;下行:930~935 MHz)。在综合考虑各种天线特性和优劣的基础上,采用微带天线与八木天线相结合的方式来实现所需高增益天线。其中以微带天线作为天线的主辐射单元,通过添加引向器优化天线的反射与辐射性能。微带天线采用类印刷偶极子天线,中心同轴馈电,采用非对称的结构以方便天线安装,其天线正面结构如图1(a)、背面结构与侧视如图1(b)、背面立体结构如图1(c)

      图  1  天线主辐射单元结构示意图

      Figure 1.  Structure diagram of the antenna main radiation unit

      为提高天线性能,在天线两侧添加开路枝节,以降低反射;在天线下侧采用通孔连接正面和背面金属板,形成短路结构,以减小天线尺寸和调整天线谐振。为满足铁路通信线状分布的要求,使天线的辐射能量向一个方向集中,在天线引向器的另一端添加反射背板,增加天线的定向性且提高天线增益;通过固定杆添加引向器,进一步提高天线增益。圆形金属反射背板由两个薄圆盘组成,厚度均为10 mm,但外圆盘直径大于内圆盘直径,以方便安装天线罩。选取介质基片材料的相对介电常数为2.2,损耗角正切为0.000 9,微带天线总体尺寸为150 mm×93 mm×1.6 mm。天线结构如图2所示,天线背板半径为120 mm,天线总体尺寸为1 152 mm×ϕ160 mm。其中天线添加的铝质引向器15根,直径均为6 mm,但在长度和间距上有一定变化,长度在11~13.2 mm之间,间距在6~8 mm之间。天线的S11曲线如图3,天线的−10 dB带宽为737~990 MHz,带宽达253 MHz,可完全覆盖885~935 MHz的通信频段。天线的半功率波束宽度小于38°,前后比大于24 dB,E面平均波束宽度约为35°,H面平均波束宽度约36°。天线在−10 dB频带内的最大增益值随频率的变化如图4所示,在f=900 MHz处的最大增益为15.89 dB,在f=0.92 GHz时拥有频带内增益的最大值16.1 dB,天线在−10 dB工作频带内最大增益的平均值为14 dB,在885~935 MHz频带内最大增益的平均值为16 dB。仿真结果说明该天线具有良好的定向辐射特性,满足隧道环境通信天线高增益、窄波束的要求。

      图  2  微带八木天线结构示意图

      Figure 2.  Structural schematic diagram of microstrip Yagi antenna

      图  3  微带八木天线S11曲线图

      Figure 3.  Simulated S11 curve of microstrip Yagi antenna

      图  4  微带八木天线增益随频率变化曲线图

      Figure 4.  Curve of microstrip Yagi antenna gain vs frequency

      将天线顺着隧道轴方向牢靠安装于隧道内,如图5所示。由于天线横截面直径不大于160 mm,占用横向空间少,引起的风阻小;增益达到16 dBi,方向性好,信号传输距离远。通过仿真计算获取天线的远场方向图,再进行远近场转换,得到辐射源口径场,将其作为抛物方程计算的初始场。

      图  5  相控阵天线系统组成与安装示意图

      Figure 5.  Composition and installation diagram of phased array antenna system

    • 电磁波在隧道内传播时,天线辐射激起的高次模以较快的速度衰减,远场区的贡献主要来自于低次模和主模。多径效应使得远场区场量随传播距离呈现出震荡性变化,即场强波峰、波谷交错分布。因此,空间分集的直观思路就是将两副以上的天线置于不同的位置,使得接收点合成电场的最小值幅值达到最大。考虑隧道的特殊环境及工程实现,只能采用简化方案:选取两副天线−天线1与天线2,分别安装于隧道横截面上靠近隧道顶壁、高度相同且左右对称的位置处,如图6所示。由于位置固定,不能通过调整位置达到空间分集的效果,但可通过调整天线的相位达到相同的目的。固定天线1的相位,通过不断调整天线2的相位,使距离天线安装位置$d$米以外沿传播轴向(列车行进方向)远场观察区内合成电场的最小值幅值最大,距离$d$按下式确定

      图  6  铁路单洞双轨隧道横截面示意图

      Figure 6.  Cross section diagram of railway single-hole and double-track tunnel

      $$d = {\rm{Max}}\Bigg(\frac{{{W^2}}}{\lambda },\frac{{{H^2}}}{\lambda }\Bigg)$$ (9)

      式中:$W$$H$分别为隧道的最大宽度和高度;$\lambda $为波长。隧道内沿传播轴向距天线安装位置不足$d$米的区域,其电场的分布特性与非隧道环境相同。

      为了优化天线2的相位,建立如图7所示的相位优化流程图。根据流程图,首先,建立电波传播数值仿真计算模型;然后,计算安装隧道内两副八木天线的远场方向图,将其进行远近场变换,得到辐射源口径场,作为抛物方程电磁仿真的初始场;根据电波传播数值仿真模型,计算隧道内电磁场的分布,得到远场观察区内合成电场的最小值幅值。调整天线2的相位,再次计算天线的远场方向图,再次根据电波传播数值仿真模型,计算隧道内电磁场的分布及远场观察区内合成电场的最小幅值。多次调整天线2的相位,使远场观察区内合成电场的最小幅值最大,此时天线2的相位,即为最优相位。

      图  7  基于隧道环境电磁仿真模型的相位优化流程图

      Figure 7.  Phase optimized flow chart based on the tunnel environment electromagnetic simulation model

      图6是铁路单洞双轨隧道横截面示意图,隧道高为9.65 m,宽为14.77 m,隧道壁相对介电常数为6.8,电导率为0.034 S/m。辐射源采用本文设计的两副相同的高增益八木天线。安装于距地面6.6 m、距隧道中心线4.88 m左右对称的位置处,两天线之间的距离为4.88×2 m,图中A,B为列车接收天线所在的位置,也是待优化位置。相控阵天线系统由两副高增益的八木天线及一台移相器组成,系统组成与安装示意如图5所示。

      由电波传播数值仿真计算模型计算出整个隧道内的场分布,如图8所示,分别为天线1单独发信号、天线2单独发信号、两个天线同时发射信号但未经过优化、两个天线同时发射信号且经过优化后的隧道内电场分布对比曲线图,当天线2的移相器调整相位至153°时,得到隧道内的最佳电场分布。对于位置A,相较于天线1与天线2单独发射信号,在3 000 m轴向传播范围内,平均电平提升了5.6 dB,最低电平提升了27 dB;相较于两个天线同时发射信号但未经过优化处理,平均电平提升了1.4 dB,最低电平提升了20 dB。对于B位置,相较于天线1与天线2单独发射信号,在3 000 m轴向传播范围内,平均电平提升了4.4 dB,最低电平提升了19.6 dB;相较于两个天线同时发射信号但未经过优化处理,最低电平提升了12.4 dB,取得最佳优化效果。

      图  8  隧道内列车所在位置A与B处的电场强度分布图

      Figure 8.  Electric field intensity distribution at locations A and B of train in tunnel

    • 本文针对隧道环境中电波传播的特殊性及在我国规模庞大的隧道中实现高速率、高质量无线通信的迫切需求,研究了适用于隧道的高增益天线,天线增益达到16 dBi,方向性好,信号传输距离远,解决现有隧道天线信号传输距离短、直放站设置多、投资大、维护困难等问题;天线横截面直径不大于160 mm,占用横向空间少,引起的风阻小,不会脱落,解决现有天线占用横向空间大,导致风阻大,容易发生的安全问题。由于多径效应,隧道信号在传输过程产生深度衰落,本文提出了利用相控阵天线系统提高隧道内信号传输质量的新方法。相控阵天线系统由两个高增益天线单元及一个移相器组成,通过建立隧道电磁仿真传播模型,利用移相器调整其中一个天线单元的相位,采用优化方法,使隧道内合成电场的最小值幅值达到最大,从而消除深度衰落,提升信号的平均场强,获得与隧道结构相匹配的最优分集性能,显著提升了隧道内无线通信质量。

参考文献 (14)

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