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Q波段宽频带线性化器设计

李宝建 瞿波 夏雷 韩飞

李宝建, 瞿波, 夏雷, 等. Q波段宽频带线性化器设计[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
引用本文: 李宝建, 瞿波, 夏雷, 等. Q波段宽频带线性化器设计[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
Li Baojian, Qu Bo, Xia Lei, et al. Design of Q-band wideband linearizer[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
Citation: Li Baojian, Qu Bo, Xia Lei, et al. Design of Q-band wideband linearizer[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206

Q波段宽频带线性化器设计

doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
基金项目: 预研基金项目(2019-JCJQ-JJ-57X)
详细信息
    作者简介:

    李宝建(1996—),男,硕士研究生,主要从事行波管线性化理论与技术研究;1658635970@qq.com

  • 中图分类号: TN402

Design of Q-band wideband linearizer

  • 摘要: 当前我国Q/V频段的低轨卫星互联网项目正在大力开展,宽带通信正在逐步发展。而国内相关线性化技术一般局限于较窄频带,相关研究尚不成熟。因此尽快研究设计宽频带线性化器十分有必要。采用适用于空间环境的模拟预失真技术,设计出针对卫星通信所用的行波管功率放大器(TWTA)的Q波段线性化器。其利用新型微带传输结构,结合肖特基二极管,可在毫米波频段实现超宽瞬时频带的线性化。在38~43 GHz(5 GHz)的瞬时频带内对TWTA的幅度失真以及相位失真有着很好的改善。线性化器在输入功率为−17~13 dBm的范围内,频带内幅度增益约为4.8~7.2 dB,相位扩张约为70°~88°。相对其他同类型线性化器,此线性化器对应频率较高,且可在很宽的瞬时频带内对TWTA实现比较稳定的线性化。
  • 图  1  预失真技术原理图

    Figure  1.  Schematic diagram of predistortion technique

    图  2  电桥反射式电路基本原理图

    Figure  2.  Basic schematic diagram of bridge reflection circuit

    图  3  三分支电桥结构示意图

    Figure  3.  Schematic diagram of three-branch bridge structure

    图  4  DGS结构示意图

    Figure  4.  Schematic diagram of DGS structure

    图  5  三分支电桥模型图

    Figure  5.  Model diagram of three-branch bridge

    图  6  三分支电桥的仿真结果

    Figure  6.  Simulation results of three-branch bridge

    图  7  不同结构参数的S参数变化

    Figure  7.  S parameter varies with structure parameters

    图  8  加入开路枝节线后的S参数变化

    Figure  8.  Change of S parameter after adding open branch line

    图  9  预失真主体结构的设计图

    Figure  9.  Model diagram of the predistorted body structure

    图  10  预失真电路非线性特性

    Figure  10.  Nonlinear characteristic of predistortion circuit

    表  1  两电桥传输性能对比

    Table  1.   Comparison of transmission performance between the two bridges

    type of couplerS(3,1), S(4,1)/dBS(1,1)/dBS(2,1)/dBS(3,4)/dB
    three branch bridge−3.15~−3.23under −25.6−16.0~−17.0under −24.9
    two branch bridge−2.98~−3.70under −19.2−13.6~−15.6under −18.8
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出版历程
  • 收稿日期:  2020-07-18
  • 修回日期:  2020-10-22
  • 网络出版日期:  2020-10-31

Q波段宽频带线性化器设计

doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
    基金项目:  预研基金项目(2019-JCJQ-JJ-57X)
    作者简介:

    李宝建(1996—),男,硕士研究生,主要从事行波管线性化理论与技术研究;1658635970@qq.com

  • 中图分类号: TN402

摘要: 当前我国Q/V频段的低轨卫星互联网项目正在大力开展,宽带通信正在逐步发展。而国内相关线性化技术一般局限于较窄频带,相关研究尚不成熟。因此尽快研究设计宽频带线性化器十分有必要。采用适用于空间环境的模拟预失真技术,设计出针对卫星通信所用的行波管功率放大器(TWTA)的Q波段线性化器。其利用新型微带传输结构,结合肖特基二极管,可在毫米波频段实现超宽瞬时频带的线性化。在38~43 GHz(5 GHz)的瞬时频带内对TWTA的幅度失真以及相位失真有着很好的改善。线性化器在输入功率为−17~13 dBm的范围内,频带内幅度增益约为4.8~7.2 dB,相位扩张约为70°~88°。相对其他同类型线性化器,此线性化器对应频率较高,且可在很宽的瞬时频带内对TWTA实现比较稳定的线性化。

English Abstract

李宝建, 瞿波, 夏雷, 等. Q波段宽频带线性化器设计[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
引用本文: 李宝建, 瞿波, 夏雷, 等. Q波段宽频带线性化器设计[J]. 强激光与粒子束. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
Li Baojian, Qu Bo, Xia Lei, et al. Design of Q-band wideband linearizer[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
Citation: Li Baojian, Qu Bo, Xia Lei, et al. Design of Q-band wideband linearizer[J]. High Power Laser and Particle Beams. doi: 10.11884/HPLPB202133.200206
  • 近年来,卫星通信技术一直在飞速发展。功率放大器作为卫星通信中的核心器件,对通信质量有着很大的影响,其更好的线性度[1]对于提高其功率输出、效率等核心性能非常重要。实际应用时,功率放大器在饱和点附近有很强的非线性,需要一定功率回退才能保证其线性指标,降低了其工作效率。因此通过线性化技术改善其饱和区的非线性,提高其效率有着重要意义。在此背景下,人们逐渐研究出各种功率放大器的线性化技术[2]。其中模拟预失真因其高稳定性、高效率、抗辐照等性能,广泛应用于空间TWTA的线性化。美国L3技术公司在2018年研制出一款适用于Q波段行波管功率放大器的宽频带线性化器。其工作频带在37.5~42.5 GHz内可实现5 dB左右的幅度增益与30°左右的相位扩张。而国内相关设计一般集中在Ku到Ka波段,且频带较窄(2 GHz左右)。在此前提下,本文研究分析了相关预失真电路结构,同时探索了各种可拓宽频带、优化传输性能的微带结构。整体电路全部采用微带结构实现,并且所采用的材料、元件及其加工皆有着成熟工艺。在此基础上设计出带宽5 GHz的Q波段TWTA线性化器。

    • TWTA在接近饱和点时有着很强的非线性,其幅度和相位呈压缩特性[3-4]。且在一定频段内,幅度压缩变化较小,此设计对应的TWTA大约能达到−7 dB左右,相位压缩随频率增大而加强。文中的模拟预失真技术对TWTA的线性化原理为:利用非线性器件肖特基二极管实现与行波管放大器相反的非线性特性,以达到预失真目的[5]。其原理图如图1所示。

      图  1  预失真技术原理图

      Figure 1.  Schematic diagram of predistortion technique

      文中预失真设计主要是基于肖特基二极管的非线性实现的。肖特基二极管的I-V关系式如下

      $$I(V) = {I_{\rm{s}}}({{\rm{e}}^{\alpha V}} - 1) = {I_{\rm{s}}}\left( {{{\rm{e}}^{\frac{{qV}}{{nkT}}}} - 1} \right)$$ (1)

      式中:$\alpha = {q / {nkT}}$$q$是电子电荷,$k$为波耳兹曼常数,$T$为温度,$n$代表理想化因子(n>1)。

      当总直流偏置电压一定时,肖特基二极管的分压会随着主路射频信号功率的增大而减小[6]

      由式(1)可推得结电阻对应电导为

      $${G_{\rm{d}}} = \frac{{\partial {I_{\rm{d}}}}}{{\partial {V_{\rm{d}}}}} = \frac{{q{I_{\rm{s}}}}}{{nKT}}{{\rm{e}}^{\frac{q}{{nKT}}{V_{\rm{d}}}}}$$ (2)

      由此可见,${G_{\rm{d}}}$${V_{\rm{d}}}$成正相关,即随着输入功率的增大,电导${G_{\rm{d}}}$将会逐渐减小。

    • 肖特基二极管的电桥反射式电路[7]可实现幅度增益与相位增益,且传输性能稳定,适用于TWTA的线性化。其基本原理图如图2所示,其中RFC为射频扼流圈,DC-block为理想隔直。

      图  2  电桥反射式电路基本原理图

      Figure 2.  Basic schematic diagram of bridge reflection circuit

      其输入输出功率关系以输出端口电压${V_{{\rm{out}}}}$与输入端口电压${V_{{\rm{in}}}}$表示为

      $${V_{{\rm{out}}}} = {\rm{j}}{V_{{\rm{in}}}}\varGamma $$ (3)

      式中:$\varGamma $为反射系数,其随输入功率的变化规律代表着预失真电路的增益和相位随输入功率的变化[8-9]。其中肖特基二极管又可以等效为一个可变电导${G_{\rm{d}}}$并联一个固定电容${C_{\rm{j}}}$的结构[10]。则反射系数可化为

      $$\varGamma = \frac{{{G_{\rm{d}}} - {G_0} + {\rm{j}}{C_{\rm{j}}}}}{{{G_{\rm{d}}} + {G_0} + {\rm{j}}{C_{\rm{j}}}}}$$ (4)

      式中:${G_0} = {1 / {{Z_0}}}$${Z_0}$为分支线电桥的特征阻抗。对应幅值和相位分别为

      $$\left| \varGamma \right| = \sqrt {\frac{{{{({G_{\rm{d}}} - {G_0})}^2} + C{}_{\rm{j}}^{\rm{2}}}}{{{{({G_{\rm{d}}} + {G_0})}^2} + C{}_{\rm{j}}^{\rm{2}}}}} $$ (5)
      $$\angle \varGamma = \arctan \left( {\frac{{2{G_0}{C_{\rm{j}}}}}{{G_{\rm{d}}^{\rm{2}} - G_0^2 + C_{\rm{j}}^{\rm{2}}}}} \right)$$ (6)

      前面已得知:二极管在得到一定偏压后,电导${G_{\rm{d}}}$随输入信号功率的增大而减小。故当$ {G}_{\rm{d}}<{G}_{0}$时,$\left| \varGamma \right|$$\angle \varGamma $${G_{\rm{d}}}$减小而增大。即在一定范围内,此电路系统的幅值与相位随输入功率的增大呈扩张趋势。

    • 一般反射式预失真电路采取二分支电桥匹配肖特基二极管[11]。文中设计的预失真器需要很宽的频带,而增加耦合器的耦合线路径,可以增加带宽等性能[12]。综合考虑频带与尺寸等因素后,选用三分支定向耦合器。其结构示意图如图3所示,其中$I,H,{G_1},{G_2}$分别代表着各段传输线对应特征导纳。通过奇偶模分析法和理想方向性及输入口无反射的条件,可推出关系式如下

      图  3  三分支电桥结构示意图

      Figure 3.  Schematic diagram of three-branch bridge structure

      $${G_2} = \frac{{2{G_1}{H^2}}}{{1 + G_1^2}}$$ (7)

      耦合度为

      $$C = 20\lg \frac{{1 + G_1^2}}{{2{G_1}}}$$ (8)

      对于3 dB耦合情况,$C = {1 / {\sqrt 2 }}$,即可得

      $${G_1} = \sqrt 2 \pm 1$$ (9)

      为使工作频带尽量拓宽,分支线的宽度应使中间较宽,两边较窄,故${G_1}$取较小值。

      同时可由此求出${G_2}$$H$的关系为

      $${H^2} = \sqrt 2 {G_2}$$ (10)

      上述分析是在中心频率下所计算的参数。当频率改变,各分支的电长度、耦合度等各项指标也都会随之改变,因此后续设计中需进行修正。

    • 缺陷地结构(DGS)是在传输线的接地面蚀刻形成的非周期或周期结构[13]。DGS结构可在不影响传输线结构的前提下改变传输线的传输特性及阻抗,对调节宽频带的传输稳定性很有意义。

      常见的DGS有哑铃形、螺旋形、三角型等[14]。设计中使用哑铃型DGS结构实现三个功能:(1)高阻抗特性,文中三分支电桥的其中两段传输线最佳理论特征阻抗较大,借助DGS结构可更方便的达到所需阻抗。(2)慢波效应,其慢波性能可以有助于实现微波电路的小型化。(3)调节灵活性,该结构可在不影响其传输相位的情况下改变频带内回波损耗的均衡与中心截止频率,增加设计灵活性。

      DGS结构示意图如图4所示,改变哑铃DGS结构的各参数$ a,\;b,\;c,\;d$,可以改变中心截止频率等性能。而加入DGS结构对应的特征阻抗可通过其${S_{11}}$反射参数以及其端口输入阻抗计算,其公式关系如下

      图  4  DGS结构示意图

      Figure 4.  Schematic diagram of DGS structure

      $${Z_1} = {Z_0}\sqrt {\frac{{1 + \left| \varGamma \right|}}{{1 - \left| \varGamma \right|}}} $$ (11)
      $${S_{11}} = 20\lg \left| \varGamma \right|\;{\rm{ dB}}$$ (12)
    • 在定向耦合器的传输线加一条微带支节线后,结构由单线变为T型结[15]。通过匹配优化可以在所需频带内,使T型结构与原传输线实现相同传输性能的同时减小原本传输线长度。

      普通${\lambda / 4}$传输线的ABCD矩阵为

      $${{{M}}_1} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {\cos {\theta _1}}&{{\rm{j}}{Z_1}\sin {\theta _1}} \\ {{\rm{j}}{Y_1}\sin ({\theta _1})}&{\cos {\theta _1}} \end{array}} \right]$$ (13)

      等效T型结对应的矩阵为

      $${{{M}}_{\rm{T}}} = {{{M}}_2}{{{M}}_3}{{{M}}_2} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {\cos {\theta _2}}&{{\rm{j}}{Z_2}\sin {\theta _2}} \\ {{\rm{j}}{Y_2}\sin ({\theta _2})}&{\cos {\theta _2}} \end{array}} \right]\left[ {\begin{array}{*{20}{c}} 1&0 \\ {{\rm{j}}{Y_3}\tan {\theta _3}}&1 \end{array}} \right]\left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {\cos {\theta _2}}&{{\rm{j}}{Z_2}\sin {\theta _2}} \\ {{\rm{j}}{Y_2}\sin ({\theta _2})}&{\cos {\theta _2}} \end{array}} \right]$$ (14)

      使${{{M}}_1} = {{{M}}_{\rm{T}}}$相等,推导后得出

      $${Z_2} = {Z_1}\cot ({\theta _2})$$ (15)
      $${Z_3} = {Z_1}\frac{{{{\cos }^2}{\theta _2}\tan {\theta _3}}}{{1 - 2{{\sin }^2}{\theta _2}}}$$ (16)

      由此可计算出合适的不同组合的T型结各结构参数。设计中可利用该结构一定程度上缩短主传输线长度,减小基片总体尺寸。

    • 文中各个微带结构设计皆采用专业电磁仿真软件仿真。设计中的隔直、直流偏置、射频接地、电桥都采用同种软基片材料进行设计。首先,设计三分支电桥与二分支电桥,并对两者性能进行比较。

      三分支电桥结构中各枝节线的长度都会对回波损耗、传输损耗、传输相位等有着一定的影响。经大量仿真实验后,分析其各个结构参数对传输性能的影响,以调节带内传输性能。其优化后的结构及主要参数如图5所示。设计中以40.5 GHz为中心频率点,设计频带为38~43 GHz。根据所需传输性能经优化后得到如图6所示传输性能的S参数。

      图  5  三分支电桥模型图

      Figure 5.  Model diagram of three-branch bridge

      图  6  三分支电桥的仿真结果

      Figure 6.  Simulation results of three-branch bridge

      同理设计对应频带的二分支电桥并优化参数,使带内传输平衡。分别对两电桥的回波损耗等传输参数进行比较,其比对结果如表1所示。可以很明显的看出三分支电桥的双臂高平衡性、隔离度等性能更佳,宽频带的带内传输更加稳定。其中1端口为输入,2端口为隔离,3端口为直通,4端口为耦合。

      表 1  两电桥传输性能对比

      Table 1.  Comparison of transmission performance between the two bridges

      type of couplerS(3,1), S(4,1)/dBS(1,1)/dBS(2,1)/dBS(3,4)/dB
      three branch bridge−3.15~−3.23under −25.6−16.0~−17.0under −24.9
      two branch bridge−2.98~−3.70under −19.2−13.6~−15.6under −18.8
    • 设计中DGS结构使其对应传输线减小大约0.3 mm的长度,调节其结构参数对回波损耗S(1,1)的影响如图7所示。

      图  7  不同结构参数的S参数变化

      Figure 7.  S parameter varies with structure parameters

      初始值为a=0.5 mm,b=0.5 mm,c=0.5 mm,d=0.2 mm(结构示意图见图4),分别单独改变DGS结构的各个结构参数,其回波损耗对应中心频率点及其大小随着发生变化,而此过程中传输线长度不变,因此传输相位等性能不受影响,可增加设计灵活性。

    • 在三分支电桥的直通与耦合传输线旁加入长0.79 mm,宽0.12 mm的开路枝节线后(占用的基片空白处),主传输线减小0.3 mm左右的长度。对该结构进行优化调节后,取频带38~48 GHz的S参数:S(1,1)与S(2,1),观察加入该结构对传输性能的影响。

      图8所示,加入枝节线后带外性能有一定改变,但对于带内(38~43 GHz),未加开路枝节线的带内S(1,1)与S(2,1)分别在−25.6 dB与−16.0 dB以下,加入后S(1,1)与S(2,1)分别在−25.7 dB与−16.2 dB以下,可见对频带内传输性能影响很小。

      图  8  加入开路枝节线后的S参数变化

      Figure 8.  Change of S parameter after adding open branch line

    • 除上述主要结构,还需要其他射频微带结构,其总体设计(除射频接地)的微带结构图如图9所示。

      图  9  预失真主体结构的设计图

      Figure 9.  Model diagram of the predistorted body structure

      根据其各传输参数对非线性的影响进行优化,然后在射频电路仿真软件中与肖特基二极管组成总的预失真电路。其中采用的肖特基二极管截止频率远大于100 GHz,各项性能良好。仿真结果如图10所示,线性化器在同一偏置电压下,频带内幅度增益为4.8~7.2 dB,相位扩张为70°~88°。频带内幅度增益变化较小,相位扩张随频率升高而增大,非线性特性良好。

      图  10  预失真电路非线性特性

      Figure 10.  Nonlinear characteristic of predistortion circuit

    • 本文基于实际工程应用设计出一款新型宽频带线性化器。采用了精密电磁软件与射频电路仿真软件联合仿真,以保证仿真的准确性。整个射频电路皆采用同种基片的微带结构实现,肖特基二极管的各项参数齐全,后续设计中两者的连接以及预失真微带电路与连接器的连接都采用压金带工艺,可以很大程度上减小实际加工所带来的误差。该结构相对其他同类型线性化器有着超宽的瞬时带宽(5 GHz),且频带内性能良好,总体线性化能力较强。

参考文献 (15)

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